數(shù)字通信同步(00001)課件

數(shù)字通信

電話：84315098辦公室：綜合實驗大樓904室1載波和符號同步在數(shù)字通信系統(tǒng)中,為了恢復發(fā)送信息,必須對解調(diào)器輸出進行周期性的抽樣,每個符號間隔抽樣一次.因為在接收機中對發(fā)送機到接收機的傳播延遲一般是未知的,為了對解調(diào)器輸出同步抽樣,必須從接收信號導出符號定時.發(fā)送信號的傳播延遲導致載波(相位)的偏移,如果檢測器是相位相干的,接收機必須估計這種載波(相位)偏移,必須在接收機中導出載波同步。信號參數(shù)估計載波相位估計符號定時估計載波相位和符號定時聯(lián)合估計最大似然估計的性能特征2信號參數(shù)估計接收機輸入信號的數(shù)學模型是傳播延遲,是等效低通信號，由傳播延遲引起的載波相位。信號參數(shù)估計和。3似然函數(shù)加性高斯白噪聲因為所以信號參數(shù)的最大化等價于下列似然函數(shù)的最大化5信號解調(diào)中的載波恢復與符號同步在每一個同步地傳輸信息的數(shù)字通信系統(tǒng)中，需要有符號同步；如果信號被相干檢測，需要載波恢復。二進制PSK接收機，載波相位估計用來產(chǎn)生參考信號，符號同步器控制抽樣器和信號脈沖發(fā)生器。6信號解調(diào)中的載波恢復與符號同步M元PSK接收機，載波相位估計用來產(chǎn)生參考信號，符號同步器控制抽樣器和信號脈沖發(fā)生器。7信號解調(diào)中的載波恢復與符號同步M元QAM接收機，載波相位估計用來產(chǎn)生參考信號，符號同步器控制抽樣器和信號脈沖發(fā)生器。9載波和符號同步信號參數(shù)估計載波相位估計符號定時估計載波相位和符號定時聯(lián)合估計最大似然估計的性能特征10載波相位誤差的影響接受機中處理載波同步的兩種方法：復用法(multiplex,插入導頻法)從已調(diào)信號直接導出載波相位的估計值（自同步法）假設一調(diào)幅信號乘以解調(diào)通過低通濾波濾除倍頻分量,得到相位誤差以因子降低信號電壓，以因子降低信號功率。11最大似然載波相位估計假設延時已知，極大似然相位估計等價似然函數(shù)13最大似然載波相位估計例：求載波相位最大化，研究未調(diào)載波的傳輸。接收信號是估計相位使得下式最大導數(shù)為014最大似然載波相位估計采用一個PLL環(huán)路提取估計值15鎖相環(huán)鎖相環(huán)路的組成和工作原理：鎖相環(huán)路是一種關于時間的伺服系統(tǒng)，它是最重要的一種同步技術。鎖相環(huán)路實現(xiàn)對周期信號的相位估計。鎖相環(huán)路（PLL）由乘法器（鑒相器）、回路濾波器和壓控振蕩器(VCO)組成?；芈窞V波器VCO輸出信號鎖相環(huán)路（PLL）的組成17鎖相環(huán)假設鎖相環(huán)輸入和VCO的輸出為兩信號乘積通過環(huán)路濾波，回路濾波器是一個低通濾波器，并當相位誤差比較小時。18鎖相環(huán)回路濾波器取簡單的比例積分濾波器，傳遞函數(shù)為其中設計參數(shù)，用來控制回路濾波器的帶寬?；芈窞V波器的輸出電壓控制VCO。VCO產(chǎn)生一個正弦信號，它的相位為VCO輸出相位估計與輸入電壓之間是積分關系19鎖相環(huán)鑒相特性為從鑒相特性可見，當相位誤差時，產(chǎn)生正的誤差電壓去控制VCO，使增加，從而減小相位誤差。當時，產(chǎn)生負的誤差電壓去控制VCO，使減小，從而使相位誤差向正的方向增大。平衡點是，這是一個穩(wěn)定的平衡點。

21鎖相環(huán)當環(huán)路工作在跟蹤模式時，這時相位誤差很小，可以近似為閉環(huán)方程和閉環(huán)傳遞函數(shù)為代入此例積分濾波器G(s)的表示式，得到閉環(huán)傳遞函數(shù)為22鎖相環(huán)通過一些運算得到其中閉環(huán)傳遞函數(shù)的等效噪聲帶寬（單邊）23加性噪聲對于鎖相環(huán)相位估計的影響考慮到加性噪聲，鎖相環(huán)的輸入為x(t)和y(t)是加性窄帶噪聲的同相分量和正交分量，它們是零均值獨立高斯過程，雙邊功率譜密度為N0/2（W/Hz），則和具有相同統(tǒng)計特性。25加性噪聲對于鎖相環(huán)相位估計的影響r(t)和VCO輸出相乘，經(jīng)過低通濾波，除去倍頻項，得到受到噪聲干擾的誤差信號含加性噪聲的PLL等效模型為VCO帶有加性噪聲干擾的鎖相環(huán)等效模型+-26相位誤差方差曲線加性噪聲對于鎖相環(huán)相位估計的影響29面向判決環(huán)當信號攜帶信息序列{In}時，有兩種方法進行載波相位估計假定{In}是已知的面向判決的形式；將{In}作為隨機序列，并對其統(tǒng)計平均的非面向判決的形式。在面向判決的參數(shù)的估計時，假定在觀測區(qū)間上信息序列已經(jīng)估計出來，且不存在解調(diào)差錯，此時除載波相位外，s(t;φ)是確知的。接收等效低通信號可以表示為假定序列{In}已知，則等效低通信號是已知信號，其似然函數(shù)和對數(shù)似然函數(shù)為30面向判決環(huán)假設觀測區(qū)間T0=KT，則微分等于0，得ML估計（面向判決的載波相位估計）31面向判決環(huán)雙邊帶PAM接收機，包含了面向判決的載波相位估計。32面向判決環(huán)雙邊帶PAM接收機，包含判決反饋PLL（DFPLL）的載波相位估計。33面向判決環(huán)接收的雙邊帶PAM信號為假定g(t)是持續(xù)時間為T的矩形脈沖。VCO輸出的兩路正交載波為乘積信號為34面向判決環(huán)檢測器每T秒對接收到的符號進行一次判決。在無判決誤差的情況下，它重新構成無任何噪聲的A(t)。這個重構的信號和正交乘法器輸出延遲T后相乘，延遲T的目的使上下兩路信號時間對齊。在無判決差錯的情況下，環(huán)路濾波器的輸入是誤差信號環(huán)路濾波器濾除e(t)中的倍頻項。期望的分量A2(t)sinΔφ包含相位誤差以驅(qū)動VCO。35面向判決環(huán)具有面向判決載波相位估計的QAM信號接受機方框圖36面向判決環(huán)采用判決反饋PLL的M元PSK的載波恢復37非面向判決環(huán)若不采用面向判決方案來獲得相位估計，可將信息數(shù)據(jù)處理為隨機變量并在最大化前將Λ(φ)對這些隨機變量求平均。假定實信號s(t)含有二進制調(diào)制，在一個信號間隔內(nèi)，有其中A=±1，假設A的PDF似然函數(shù)Λ(φ)和A有關，對A的兩個值平均得相應的平均似然函數(shù)和平均對數(shù)似然函數(shù)38非面向判決環(huán)如果對其微分并且令導數(shù)等于零，可得到非面向判決的ML估計。因為該函數(shù)關系是高度非線性的，精確的解答很難得到?？筛鶕?jù)下式近似求解φ。39非面向判決環(huán)當信息符號有M個值，且M較大時，參數(shù)估計平均運算得到結果為一高度非線性函數(shù)。為簡化問題，可以假定信息符號是連續(xù)隨機變量。例如可假定符號幅度值A是零均值高斯的且具有單位方差。A的PDF為對Λ(φ)求平均，得到平均似然函數(shù)假定K個信息符號是統(tǒng)計獨立同分布，在間隔T0＝KT內(nèi)，對K個符號中的每一個，將似然函數(shù)在高斯PDF上求平均得40令對數(shù)似然函數(shù)的微分為0，得下圖所示為根據(jù)上式實現(xiàn)的跟蹤環(huán)結構，它和科斯塔斯(Costas)環(huán)相似。注意，積分器輸出的兩個信號相乘消除了信息符號中的正負號。加法器起著環(huán)路濾波器的作用，加法器可以用一個滑動窗口的數(shù)字濾波器（加法器）實現(xiàn)，或者用一個對過去數(shù)據(jù)加權的低通數(shù)字濾波器實現(xiàn)。非面向判決環(huán)41非面向判決環(huán)42非線性變換-M次方環(huán)是一種非面向判決的方法，在實踐中廣泛地用于建立雙邊帶抑制載波信號的載波相位。設抑制載波的雙邊帶接收信號受加性噪聲干擾，接收信號為平方律器件輸出因為調(diào)制是一個循環(huán)平穩(wěn)隨機過程，所以s2(t)的期望值在兩倍頻率處有功率存在。非線性變換－M次方環(huán)43非線性變換－M次方環(huán)其等效鑒相器的輸出為相位誤差方差為SL平方損失，Beq環(huán)路等效帶寬，Bbp平帶通濾波器帶寬44BPFM次方環(huán)的工作原理環(huán)路濾波VCO÷M非線性變換－M次方環(huán)M次方環(huán)載波提取45科斯塔斯環(huán)對雙邊帶抑制載波信號載波提取的另一個方法是科斯塔斯環(huán)(Costas1956年)。46科斯塔斯環(huán)接收信號乘以VCO輸出的兩個正交載波，這兩個乘積是乘法器后面的低通濾波器濾除倍頻分量。低通濾波器的輸出相乘產(chǎn)生誤差信號誤差信號經(jīng)過環(huán)路濾波器，輸出驅(qū)動VCO的控制電壓。47載波和符號同步信號參數(shù)估計載波相位估計符號定時估計載波相位和符號定時聯(lián)合估計最大似然估計的性能特征48符號定時估計在數(shù)字通信系統(tǒng)中，解調(diào)器的輸出必須以符號速率周期性地在精確的抽樣時刻tm=mT+τ上抽樣，其中T是符號間隔，為了周期抽樣，符號同步有幾種方式：在某些通信系統(tǒng)中發(fā)送機和接收機的時鐘都同步到一個主時鐘，該時鐘提供一個非常精確的定時信號。發(fā)送信息信號時附帶發(fā)送一個頻率為l/T或1/T的倍頻時鐘信號。時鐘信號也可以從接收的數(shù)據(jù)信號中提取。面向判決的最大似然定時估計非面向判決定時估計49面向判決的最大似然定時估計如果信號是一個基帶PAM波形，它可表示為正如載波相位估計，面向判決定時估計器將解調(diào)器輸出的信息符號作為已知的發(fā)送序列。對數(shù)似然函數(shù)為50面向判決的最大似然定時估計求τ的ML估值的必要條件是由此給出跟蹤環(huán)的實現(xiàn)方法，如下圖所示?？梢钥吹江h(huán)路中的求和器作為環(huán)路濾波器，其帶寬由求和器的滑動窗口的長度控制。環(huán)路濾波器的輸出驅(qū)動壓控時鐘振蕩器(VCC)，VCC輸出控制環(huán)路輸入的抽樣時間。因為在τ的估計中使用了已檢測信息序列{In}，所以該估計是面向判決的。51面向判決的最大似然定時估計52非面向判決定時估計非面向判決定時估計的方法：首先將似然函數(shù)在信息符號的PDF上求平均，得出平均似然函數(shù)或平均對數(shù)似然函數(shù)，再求微分并令其等于0得到最大似然估計的條件。在二進制PAM情況下，其中In=±1，且等概率，對數(shù)據(jù)求平均得與載波相位估計情況一樣，對小的x有因此在低信噪比時53非面向判決定時估計由此得到下圖所示跟蹤環(huán)路實現(xiàn)方案54對于多電平PAM可以用具有零均值單位方差的高斯PDF來近似信息符號的統(tǒng)計特征。即將Λ(τ)在高斯PDF上求平均時，通過求導可得到τ的非面向判決估計值。非面向判決定時估計55非面向判決定時估計由此得到下圖所示跟蹤環(huán)路實現(xiàn)方案，其中定時環(huán)與用于相位估計的科斯塔斯環(huán)相似。56載波和符號同步信號參數(shù)估計載波相位估計符號定時估計載波相位和符號定時聯(lián)合估計最大似然估計的性能特征57載波和符號定時的聯(lián)合估計多個參數(shù)的聯(lián)合ML估計優(yōu)于各自參數(shù)的ML估計設等效低通信號其中{In}和{Jn}為兩信息序列。對于PAM，令Jn=0(所有n)，且序列{In}是實；對于QAM和PSK，令Jn=0(所有n)，且序列{In}是復值；對偏移QPSK，兩個信息序列{In}和{Jn}是非零值，且