雷達信號matlab仿真

本文格式為Word版，下載可任意編輯——雷達信號matlab仿真雷達系統(tǒng)分析大作作者：陳雪娣學號：0410420727

1.最大不模糊距離：Ru,max距離分辯率：?R?C??125km2frc?150m2Bm

?2G2.天線有效面積：Ae??0.0716m24?半功率波束寬度：

?3db?G??6.4o

4?23.模糊函數的一般表示式為

???;fd?2???j2?fd*????stst??edt??t?j??t21Rect??e對于線性調頻信號s?t??

??Tp?Tp?則有：

1???;fd??Tp?tRect???T???p???t??Rect????T??p?j??t2j???t?Tp?2eedt??????;fd??????sin??????fd?Tp?1????T??????p??????1??

?T????p???????fd?Tp?1??T??p??22分別令??0,fd?0可得??0;fd?,???;0?

??0;fd??sin??fdTp??fdTp

???sin????Tp?1???Tp????????;0???1????T???p?????Tp?1????Tp??程序代碼見附錄1的T_3.m,仿真結果如下:

????????

4.程序代碼見附錄1的T_4.m,仿真結果如下:

通過比較得知，加窗后的主副瓣比變大，副瓣降低到40db以下，但主瓣的寬度卻增加了，約為未加窗時的1.5倍，主瓣也有一定的損失。5.由雷達方程

22PG??TetSNR1?(4?)3KT0LFR4

計算可得SNR1?196.55?40logRdb

作圖輸出結果如下，程序代碼見附錄1的T_5.m

在R=70km時,計算得單個脈沖的SNR1=2.7497db,要達到要求的檢測性能則需要12.5dB的最小檢測輸入信噪比，而M個相參脈沖積累可以將信噪比提高M倍，故

D0(1)M?=9.4413

SNR1因此要達到要求就需要10個以上的相參脈沖進行積累?？汕蟮每煞e累脈沖數為：N??3db?afr?256

其中,?a為天線的探尋速度等于30o/s.fr是重復頻率為1200hz.故滿足要求.

at）6.設t時刻彈艦徑向與目標航向的夾角為（,目標偏離彈軸方向的夾角為?,在（t）（o）??t=0時,?由幾何關系知,經t秒后,

?31o,?（0）???1o.

OM?Rosin?MP?Rocos?

M'P'?MP?Vst?Vatcos?'O'M'?OM?Vatsin?'?O'M'??

?M'P'?

?(t)?arctan??(t)??(t)??'

R(t)?O'M'OM?Vatsin?'?

sin?(t)sin?(t)Vd?Vacos?(t)?Vscos?(t)

又由于

cos?(t)?cos(?(t)??')

?cos?(t)cos?'?sin?(t)sin?'31?cos?(t)?sin?(t)22

?3?1cos?(t)?sin?(t)??Vscos?(t)故Vd?Va?2?2?

?3?1fd(t)Vd??Va?Vs?cos?(t)?sin?(t)

2?2???2??31fd????Va?Vs?cos?(t)?sin?(t)?

??????22??2Vd利用以上的關系式即可計算出第i個重復周期彈目間的距離Ri(t)和回波信號的多普勒頻率

fd(t).仿真程序代碼見附錄1的T_6.m.試驗結果如下:

由仿真結果可知,

fd(t)的變化不大,這說明相對速度的變化不大，同時可求得

Vd?688m/s.

7.(1)相干積累:

由于相對速度的變化不大，所以在仿真時取定值Vd仿真程序代碼見附錄1的T_7_1.m.試驗結果如下:

?688m/s。

相干積累前后的信噪比狀況如下圖所示：

由仿真結果知，積累前匹配濾波器輸出的信噪比為約12dB。已知M個脈沖相參積累可以將信噪比提高M倍，所以，64個脈沖相參積累后的信噪比將提高64倍（18db）。相干積累后輸出的信噪比約30db，與預期效果相符。(2)非相干積累：

雙極點濾波器的時域框圖如下：

由此可的它的頻域響應：

k2?exp?2??d?/1??2

其中k1???2exp???d?/1??2cos(?d?)k2?exp?2??d?/1??2

????式中：??0.63，N?d??2.2，N是半功率波束寬度。

仿真程序代碼見附錄1的T_7_2.m.試驗結果如下:

非相干積累前后的信噪比狀況如下圖所示：

由仿真結果知，積累前匹配濾波器的信噪比為約12dB。非相干積累后輸出的信噪比約20db。將非相干的結果與相干積累的效果進行比較，可知，相干積累的效果明顯優(yōu)于非相干積累。

附錄1程序代碼第3題:

%%%%%%%%T_3.m%%%%clearallclcclf

taup=1;%脈沖寬度100usb=10;%帶寬

up_down=-1;%up_down=-1正斜率，up_down=1負斜率x=lfm_ambg(taup,b,up_down);%計算模糊函數taux=-1.1*taup:.01:1.1*taup;fdy=-b:.01:b;

figure(1)

mesh(100*taux,fdy./10,x)%畫模糊函數xlabel('Delay-\\mus')ylabel('Doppler-MHz')

zlabel('|\\chi(\\tau,fd)|')title('模糊函數')figure(2)

contour(100.*taux,fdy./10,x)%畫等高線xlabel('Delay-\\mus')ylabel('Doppler-MHz')title('模糊函數等高線')gridon

N_fd_0=(length(fdy)+1)/2;%fd=0的位置x_tau=x(N_fd_0,:);%時間模糊函數figure(3)

plot(100*taux,x_tau)axis([-11011001])xlabel('Delay-\\mus')

ylabel('|\\chi(\\tau,0)|')title('時間模糊函數')gridon

N_tau_0=(length(taux)+1)/2;%tau=0的位置x_fd=x(:,N_tau_0);%速度模糊函數figure(4)

plot(fdy./10,x_fd)

xlabel('Doppler-MHz')ylabel('|\\chi(0,fd)|')title('速度模糊函數')gridon

x_db=20*log10(x+eps);

[I,J]=find(abs(x_db+6)title('相干積累輸出結果')figure(2)

contour(r,dp,sct)

axis([30100-200200])xlabel('距離km')

ylabel('Doppler-kHz')title('R-fd等高線')gridon

dp=(-32:31)*(Be/32)/1e3;figure(3)

mesh(r,dp,abs(echo)/max(max(abs(echo))))xlabel('距離km')

ylabel('Doppler-kHz')title('相干積累前的結果')

%T_7_2.m%非相干積累clc

clearall

c=3e8;%speedoflightTe=100e-6;%發(fā)射脈沖寬度Be=1e6;%帶寬

mu=Be/Te;%調頻斜率Ts=1/(2*Be);%采樣頻率Ro=70e3;%起始距離fo=c/0.03;%中心頻率Vr=688;%徑向速度fr=1200;%重復頻率t=0:Ts:Te-Ts;

W=exp(j*pi*mu*t.^2);Wf=fft(W,1024);

%%%雙極點濾波器%%%%%%sheta_3_db=6.4;%半功率波束寬度v=30;%天線的探尋速度N=sheta_3_db*fr/v;wd_tao=2.2/N;xi=0.63;

k1=2*exp(-xi*wd_tao/sqrt(1-xi^2))*cos(wd_tao);k2=exp(-2*xi*wd_tao/sqrt(1-xi^2));NN=64;

w=-pi:pi/NN:pi-pi/NN;j=sqrt(-1);

H=exp(-j.*w)./(1-k1*exp(-j*w)+k2*exp(-2*j.*w));h=ifft(H,64);

%%----信號處理---%

nnn=fix((Ro-30e3)/75);%采樣的起始位置,從30km開始采樣R=0:75:15e3-75;%在30km和45km之間采樣，采樣間隔75mfori=1:200fork=1:64

Ri(k,i)=R(i)+Vr*Ts*(k-1);endend

taoi=2*Ri/c;

echo=10^0.275*0.707*randn(64,1024)+j*randn(64,1024);j=sqrt(-1);

fori=1:64%回波信號，加隨機相位模擬非相干信號echo(i,nnn:nnn+199)=echo(i,nnn:nnn+199)...

+exp(-j*2*pi*fo*taoi(i,:)+j*pi*mu*taoi(i,:).^2...+j*2*pi*rand*ones(1,200));end

fori=1:64%脈沖壓縮

sp2(i,:)=ifft(fft(echo(i,:),1024).*conj(Wf),1024);end

fori=1:1024%用雙極點濾波器進行非相干積累isct(:,i)=conv((sp2(:,i)),h)';end

fork=1:1024

sct(:,k)=abs(fftshift(fft(isct(:,k),256)));end

sct=sct./max(max(sct));%歸一化sp2=sp2./max(max(abs(sp2)));%歸一化%積累前后信噪比輸出figure(1)

plot(20*log10(abs(sp2')))ylabel('-db')

title('非相干積累前')axis([11024-300])figure(2)

plot(20*log10(sct'))ylabel('-db')

title('非相干積累輸出')axis([11024-300])%%%%%%%%%積累結果輸出

r=((1:1024)*75+30e3)./1e3;dp=(-128:127)*(Be/128)./1e3;figure(3)

mesh(r,dp,sct)xlabel('距離km')

ylabel('Doppler-kHz')title('非相干積累輸出結果')figure(4)

contour(r,dp,sct)

axis([30100-200200])xlabel('距離km')

ylabel('Doppler-kHz')title('R-fd等高線')gridon

dp=(-32:31)*(Be/32)/1e3;figure(5)

mesh(r,dp,abs(echo)/max(max(abs(echo))))xlabel('距離km')

ylabel('Doppler-kHz')title('非相干積累前的結果')%%%%%————————%%%%%%

二翻譯

11.2比幅單脈沖

比幅單脈沖跟蹤類似于對于圓形區(qū)域而言需要四個斜的波束來測量目標的角度位置。區(qū)別就是這四個波束是同時產生而不是相繼產生的。由于這個目的，一種特別的天線饋電正是利用一個單獨的脈沖產生四個波束原理，因此它的名字叫做單脈沖。并且，單脈沖跟蹤更加確切并且不簡單受圓柱形的近點角的影響，譬如調幅干擾和獲得的倒置的電子對抗措施。最終，連續(xù)并且圓錐形變化的雷達回波降低了跟蹤的精度；盡管如此，自從一個單獨的脈沖被用來產生錯誤信號后者對單脈沖技術已經不是一個問題。單脈沖跟蹤雷達既可以用天線反射器又可以用相控陣天線。

圖11.7顯示了一種典型的單脈沖天線的模型。A,B,C,D四個波束描繪出四個圓錐形掃描波束的位置。這四個方向，大體上呈喇叭狀，用來產生單脈沖天線的模式。振幅單脈沖處理器要求這四個信號有一致的相位但卻有不同的

幅度。

圖

11.7單脈沖天線模型

一個解釋振幅單脈沖技術的好方法就是用天線軸線的圓形中心來表示目標回波信號，正如圖11.8a所示，在圖中四個象限表示四個波束。在這種狀況下，這四個喇叭接受相等的能量，這就顯示目標位于天線跟蹤的軸線上。然而，當目標不在軸線上時（圖11.8b-d），各喇叭中的能量就會不平衡。這個不平衡的能量用來產生差信號來驅動伺服控制系統(tǒng)。單脈沖處理包括計算天線模型的一個加?兩個不同的差?（方位角和仰角）然后除去差信道的電壓核信道的電壓，信號的角度就可以確定了。

圖

11.8用圖形解釋單脈沖的概念(a)目標在軸線

上（b-d）目標不在軸線上

雷達通過不斷比較返回波束的幅度和相位來判斷目標對軸線的位移。四個

信號的相位相位在傳輸和接受模式都是連續(xù)的，這是關鍵性的。因此，任何

數字電路或是微波比較電路都可以利用。圖11.9顯示了一個典型的微波比較儀的方框圖，圖中三個接收通道分別被稱為加通道，仰角差通道和方位角差通道。

圖

11.9單脈沖比較器

為了產生仰角差波束，我們可以用波束差（A-D）或（B-C）。然而，通

過先形成和的形式(A+B)和(D+C)然后計算(A+B)-(D+C)的差，我們獲得一個更強的仰角差信號，

?el。同樣，通過首先形成和的形式(A+B)和(D+C)然后

?az，也產生了。

計算(A+B)-(D+C)的差，一個更強的方位角差信號，

一個簡單的單脈沖雷達的結構方框圖如圖11.10.所示。加通道被用作發(fā)射和接收。在接收機中加通道為其他兩個不同的通道提供相位參考。加通道還可以用來測距。為了說說明加通道和差通道的天線模型是如何形成的，我們將會假設一個sin?/?為天線的單獨的一部分和斜角?0。歸一化