用運(yùn)放設(shè)計(jì)函數(shù)發(fā)生器

用運(yùn)放設(shè)計(jì)函數(shù)發(fā)生器第一頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三掌握運(yùn)算放大器的主要直流參數(shù)與交流參數(shù)的測試方法；正確運(yùn)用調(diào)零技術(shù)、相位補(bǔ)償技術(shù)及保護(hù)電路；掌握運(yùn)算放大器的基本實(shí)驗(yàn)電路及其工作原理。學(xué)習(xí)要求：第一部分

運(yùn)算放大器的應(yīng)用第二頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三一、集成運(yùn)算放大器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)差動(dòng)輸入級

中間放大級輸出級偏置電路第三頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三741的內(nèi)部結(jié)構(gòu)：T1,T3與T2,T4組成差動(dòng)輸入級電路T5,T6,T7組成差動(dòng)放大器的恒流源電路T8，T9組成差動(dòng)放大器的有源負(fù)載電路T14與T15組成中間電壓放大級，其中T14接成射極跟隨器，T15是電壓放大器T12與T13構(gòu)成恒流源電路作為T15的集電極負(fù)載T16與T17組成互補(bǔ)對稱推挽輸出電路T18組成推挽電路的靜態(tài)偏置電路并消除交越失真T19與T20起過流保護(hù)作用第四頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三粗測運(yùn)放好壞

正負(fù)電源端與其它各引腳之間是否短路。若無短路則正確。

電路中主要晶體管的PN結(jié)電阻值是否正確。應(yīng)該正向電阻小，反向電阻大。

測試時(shí)注意，不用小電阻檔（如“×1”檔），以免測試電流過大：也不要用大電阻檔（如“×10K”檔），以免電壓過高損壞運(yùn)放。測量結(jié)果如下表：第五頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三32746+Vcc-VeeVo+-UA741

黑表筆

(+)

紅表筆

(-)

電阻值7腳3腳

無窮大3腳7腳44K

7腳2腳

無窮大2腳7腳46K

7腳6腳

無窮大6腳7腳10K

6腳4腳1000K

4腳6腳10K

如果測得阻值與表中值相差太多，說明運(yùn)放的差動(dòng)輸入級或者推挽輸出管有損壞。第六頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三二、運(yùn)放的主要性能參數(shù)的測試方法運(yùn)放的直流參數(shù)：運(yùn)放的交流參數(shù)：輸入失調(diào)電壓VIO輸入失調(diào)電流IIO差模開環(huán)直流電壓增益AVD共模抑制比KCMR增益帶寬積AV?BW轉(zhuǎn)換速率（擺動(dòng)率）SR

第七頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用

輸入失調(diào)電壓VIO

當(dāng)運(yùn)放的兩輸入端加相同的電壓或直接接地時(shí)為使輸出直流電壓為零，在兩輸入端間加有補(bǔ)償直流電壓VIO,該VIO稱為輸入失調(diào)電壓。VIO＝R1R1+RFVOVIO一般為（1￣20)mV，其值越小越好。測試方法：第八頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用輸入失調(diào)電流IIO

當(dāng)運(yùn)放的輸出電壓為零時(shí)，將兩輸入端偏置電流的差稱為輸入失調(diào)電流。即IIO＝IB+-IB-，其中IB+為同相輸入端基極電流，IB-為反相輸入端基極電流。IIO一般為1nA￣10nA，其值越小越好。測試方法：IIOV3R3－V2R1＝IB+-IB-第九頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用差模開環(huán)直流電壓增益AVD

當(dāng)運(yùn)放沒有反饋時(shí)的直流差模電壓增益。選擇電阻(R1+R2)>>R3。測量時(shí)，交流信號源的輸出頻率盡量選低（小于100Hz)，Vi幅度不能太大，一般取幾十毫伏。增益通常用DB（分貝）表示，即20LgAVD。測試方法：R1+R2AVD＝VOVi’＝VOVi*ViVi’＝VOVi*R2第十頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用共模抑制比KCMR

將運(yùn)放的差模電壓放大倍數(shù)AVD與共模電壓放大倍數(shù)AVC之比稱為共模抑制比，單位dB。

其中Vi＝1V（有效值）、頻率為100Hz的正弦波。KCMR愈大，表示放大器對共模信號（溫度漂移、零點(diǎn)漂移等）的抑制能力愈強(qiáng)。測試方法：KCMR＝20lgAVDAVCdBAVD＝RF/R1AVC＝Vo/Vi第十一頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用AVBW＝常數(shù)測試方法：表2.2.1增益帶寬積測量值

RF

R1

AV

BW

AVBW

110KΩ10KΩ

2100KΩ10KΩ

31MΩ10KΩ運(yùn)放的帶寬BW通常等于截止頻率fc，將放大倍數(shù)等于1時(shí)的帶寬稱為單位增益帶寬

增益帶寬積AVBWVi=100mV實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：增益增加時(shí)，帶寬減小，但增益帶寬積不變（可能存在測量誤差）。因此，在給定電壓增益下，運(yùn)放的最高工作頻率受到增益帶寬積的限制，應(yīng)用時(shí)要特別注意這一點(diǎn)。

增高頻率直到AV=0.707AV(1KHz)時(shí)所對應(yīng)的頻率就是運(yùn)放的帶寬BW

第十二頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用轉(zhuǎn)換速率（擺動(dòng)率）SR

運(yùn)放在大幅度階躍信號作用下，輸出信號所能達(dá)到的最大變化率，其單位為V/us。測試方法：

測試電路中，Vi為10KHz的方波，其峰-峰值為5V。SR＝△V/△tt為輸出電壓vo從最小值上升到最大值所需的時(shí)間

轉(zhuǎn)換速度越高，說明運(yùn)放對輸入信號的瞬時(shí)變化響應(yīng)越好。影響運(yùn)放轉(zhuǎn)換速率的主要因素是運(yùn)放的高頻特性和相位補(bǔ)償電容。

第十三頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用三、集成運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用1、反相放大器

其閉環(huán)電壓增益：

AV=－RFR1輸入電阻

Ri=R1

輸出電阻

Ro0平衡電阻

Rp=R1//RF

其中，反饋電阻RF值不能太大，否則會(huì)產(chǎn)生較大的噪聲及漂移，一般為幾十千歐至幾百千歐。R1的取值應(yīng)遠(yuǎn)大于信號源vi的內(nèi)阻。

若RF=R1，則為倒相器，可作為信號的極性轉(zhuǎn)換電路。

第十四頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用2、同相放大器其閉環(huán)電壓增益：

AVF=1+RFR1輸入電阻

Ri=ric

輸出電阻

Ro0平衡電阻

Rp=R1//RF

若RF

0，R1=（開路），則為電壓跟隨器。ric為運(yùn)放本身同相端對地的共模輸入電阻，一般為108。同相放大器具有輸入阻抗非常高，輸出阻抗很低的特點(diǎn)，廣泛用于前置放大級。

與晶體管電壓跟隨器（射極輸出器）相比，集成運(yùn)放的電壓跟隨器的輸入阻抗更高，幾乎不從信號源吸取電流；輸出阻抗更小，可視作電壓源，是較理想的阻抗變換器。

第十五頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用4、加（減）法器

若取R1=R2=RF，并使其中一個(gè)輸入信號v1經(jīng)過一級反相放大器，則加法器可以變?yōu)闇p法器，其輸出電壓為Vo=–(V2–V1)。RFR1VO=－

V1＋RFR2V2)負(fù)號表示反相加法器

第十六頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用

上圖所示電路為卡拉OK伴唱機(jī)的混合前置放大器電路。其中，A1為射極跟隨器，實(shí)現(xiàn)阻抗變換與隔離，A2為基本的加法器，輸出電壓：RFR1VO＝－

V1＋RFR2V2)＝－RFR1

V1＋

V2)＝－10（

V1

＋V2）第十七頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用5、微分器

為限制電路的高頻電壓增益，在輸入端與電容C之間接入一小電阻Rs,當(dāng)輸入頻率低于

dvidtVO=－

RFC式中，RFC為微分時(shí)間常數(shù)。

fo=12πRsC時(shí),電路起微分作用；若輸入頻率遠(yuǎn)高于上式,則電路近似一個(gè)反相器，高頻電壓增益為

AVF=RFRs由于電容C的容抗隨輸入信號的頻率升高而減小,結(jié)果是

輸出電壓隨頻率升高而增加。

第十八頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用

實(shí)際的微分器電路如下圖(a)所示。若輸入電壓為一對稱三角波，則輸出電壓為一對稱方波，其波形關(guān)系如圖(b)所示。（a）（b）第十九頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用6、積分器

為限制電路的低頻電壓增益，可將反饋電容c與一電阻RF并聯(lián)。當(dāng)輸入頻率大于

式中，R1C為積分時(shí)間常數(shù)。

fo=－12πRFC時(shí),電路起積分作用；若輸入頻率遠(yuǎn)低于上式,則電路近似一個(gè)反相器，低頻電壓增益為

AVF=－RFR1t1R1CVO=－

∫0Vidt由于電容C的容抗隨輸入信號的頻率降低而增加,結(jié)果是

輸出電壓隨頻率降低而增加。

第二十頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用

實(shí)際的積分器電路如下圖(a)所示。若輸入電壓為一對稱方波，則輸出電壓為一對稱三角波，其波形關(guān)系如圖(b)所示。（a）（b）第二十一頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用9、方波發(fā)生器

圖中R1與RF組成正反饋支路，運(yùn)放同相端電壓

電阻R、電容C組成運(yùn)放的負(fù)反饋支路。

V＋＝R1R1+RFVofo＝1T＝12RC·ln1+2R1RF（）當(dāng)電容C的端電壓VC（等于運(yùn)放的反相端電壓V–）大于V+時(shí)，輸出電壓Vo=–VZ（雙向穩(wěn)壓管DZ的限幅電壓），則電容C經(jīng)電阻R放電，VC下降。當(dāng)VC下降到比V+小時(shí)，比較器的輸出電壓Vo=+VZ，電容C又經(jīng)過電阻R充電，電容的端電壓VC又開始上升，如此重復(fù)，則輸出電壓vo為周期性方波，如圖所示。

調(diào)節(jié)電位器Rp可改變頻率。

第二十二頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三

耦合電容C1、C3可根據(jù)交流放大器的下限頻率fL來確定，一般取

運(yùn)算放大器的應(yīng)用11、自舉式交流電壓放大器

若只放大交流信號，則可采用如右圖所示的運(yùn)放同相交流電壓放大器（或反相交流電壓放大器）。

AVF=1+RFR2交流放大器的輸入電阻

Ri=R1

（R1一般取幾十千歐。）

C1=C3=(3～10）12RLfL反饋支路的隔直電容C2一般取幾微法。

電容C1、C2及C3為隔直電容

電阻R1接地是為了保證輸入為零時(shí)，放大器的輸出直流電位為零

第二十三頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三

為提高交流放大器的輸入阻抗，可以采用如圖所示的自舉式同相交流電壓放大器。

VB=R2R2＋RFVO

因?yàn)榉糯笃鞯碾妷悍糯蟊稊?shù)AvF=1+(RF/R2)，故

VO=（1+RFR2）ViR2＋RFR2VB＝運(yùn)算放大器的應(yīng)用反饋電壓

交流信號自同相端B點(diǎn)輸入，輸出信號經(jīng)RF反饋至A點(diǎn)

VA=R2R2＋RFVO有VA＝VB第二十四頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用R1兩端的電壓相等，且相位相同，故稱R1為自舉電阻。流經(jīng)R1的電流可視為零，從而大大提高了交流放大器的輸入電阻。輸入電阻

Ri=(R1//ric)(1+AVFF) 式中，F(xiàn)為反饋系數(shù)，F(xiàn)=R2/(R2+RF)。

對于圖所示電路參數(shù)，輸入電阻

Ri=(R1//ric)(1+AVFF)200k

第二十五頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用12、單電源供電的交流電壓放大器

右圖為單電源供電的反相交流電壓放大器。圖中，電阻R2、R3稱為偏置電阻，用來設(shè)置放大器的靜態(tài)工作點(diǎn)。

V+=VCC，即

12V＋=R3R2＋R3VCC＝12VCC所以取R2=R3

靜態(tài)時(shí)

V6=V+=12VCC

電容C1、C2為放大器的交流耦合隔直電容，因此，反向交流放大器的電壓放大倍數(shù)

AVF=RF/R1

第二十六頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三運(yùn)算放大器的應(yīng)用

右圖為單電源供電的自舉式同相交流電壓放大器。該電路也能大大提高單電源供電的交流放大器的輸入電阻。

運(yùn)放交流電壓放大器只放大交流信號，輸出信號受運(yùn)放本身的失調(diào)影響較小。因此，不需要調(diào)零。

第二十七頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三實(shí)驗(yàn)任務(wù)：

實(shí)驗(yàn)與思考題

2.2.1測試運(yùn)放UA741的性能參數(shù)Av·BW、SR及KCMR，并與其典型值相比較。運(yùn)算放大器的應(yīng)用第二十八頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三第二部分

函數(shù)發(fā)生器設(shè)計(jì)

一

、方波

-三角波函數(shù)發(fā)生器設(shè)計(jì)

函數(shù)發(fā)生器能自動(dòng)產(chǎn)生方波

-三角波-正弦波。其電路組成框圖如圖3.4.1所示.圖3.4.1函數(shù)發(fā)生器組成框圖第二十九頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三＋－viaR1V–V+A1＋－A2－VEER2R3RP1＋VCCaC1R4RP2C2＋VCC－VEER5vo2vo11、方波

-三角波產(chǎn)生電路

電路圖如圖3.4.2所示：比較器積分器C1稱為加速電容

，可加速比較器的翻轉(zhuǎn)

R1稱為平衡電阻

運(yùn)放的反相端接基準(zhǔn)電壓，即V–=0;

同相端接輸入電壓via；

比較器的輸出vo1的高電平等于正電

源電壓+VCC，低電平等于負(fù)電源電壓–VEE(+VCC=–VEE)。

當(dāng)輸入端V+=V-=0時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)，V01從+Vcc跳到-Vee，或從-Vee跳到＋Vcc。運(yùn)放A1與R1、

R2

、R3、

RP1組成電壓比較器。第三十頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三＋－viaR1V–V+A1＋－A2－VEER2R3RP1＋VCCaC1R4RP2C2＋VCC－VEER5vo2vo1Via=0若Vo1=-Vee,則比較器的上門限電位為Via+=-R2R3+RP1(-Vee)=R2R3+RP1(Vcc)

設(shè)

V01=+Vcc,則

R2+R3+RP1(+Vcc)R2+R3+RP1

R2+R3+RP1整理上式,得比較器的下門限電位為-R2R3+RP1(+Vcc)=R3+RP1-R2(Vcc)Via－

=V+=RP1指電位器的調(diào)整值(以下同)第三十一頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三

比較器的門限寬度VH為

VH=Via+Via－

=2R2R3+RP1Vcc由上面公式可得比較器的電壓傳輸特性，如圖3.4.3所示。圖3.4.3比較器電壓傳輸特性從電壓傳輸特性可見，當(dāng)輸入電壓Via從上門限電位Via+下降到下門限電位Via－時(shí)，輸出電壓Vo1由高電平+Vcc突變到低電平-Vee。?

比較器的傳輸特性第三十二頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三＋－viaR1V–V+A1＋－A2－VEER2R3RP1＋VCCaC1R4RP2C2＋VCC－VEER5vo2vo1Vo2=

-(+Vcc)(R4+RP2)C2

t=-Vcc(R4+RP2)C2t當(dāng)Vo1=-Vee時(shí)，Vo2=-(-Vee)(R4+RP2)C2t=Vcc(R4+RP2)C2ta點(diǎn)斷開后，運(yùn)算放大器A2與

R4、RP2、

R5

、C2

組成反相積分器，其輸入信號為方波Vo1時(shí)，則積分器的輸出

Vo2=-1(R4+RP2)C2當(dāng)Vo1=+Vcc時(shí)，

Vo1dt第三十三頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三

a點(diǎn)閉合，形成閉環(huán)

電路

，則自動(dòng)產(chǎn)生方

波-三角波，其波

形如圖3.4.4所示。

圖3.4.4方波—三角波?方

波-三角波的工作過程：

當(dāng)比較器的門限

電

壓為

Via+

時(shí)輸出Vo1為高電平（+Vcc)。這時(shí)積分器開始反向積分，三角波Vo2

線性下降。

當(dāng)Vo2下降到比較器的下門限

電

位

Via－

時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出Vo1由高電平跳到低電平。這時(shí)積分器又開始正向積分，Vo2線性增加。

如此反復(fù)，就可自動(dòng)產(chǎn)生方

波-三角波。第三十四頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三三角波的幅度為：Vo2m=

方波的幅度

略小于

+Vcc和-Vee。?方

波-三角波的幅度和頻率-1(R4+RP1)C2T40Vo1dt=-1(R4+RP1)C2T4實(shí)際上，三角波的幅度

也就是比較器的

門限電壓Via+·

Vo2m=Via+=R2R3+RP1·Vcc=-Vcc(R4+RP1)C2·

T4第三十五頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三Vo2m=Vcc方

波-三角波

的波頻率為：

?=R3+RP14R2(R4+RP2)C2R2R3+RP1

將上面兩式整理可得三角波

的周期

T，

而

F=1/T三角波

的幅度為：

由此可見：1、方波的幅度由+Vcc和

–Vee決定；2、調(diào)節(jié)電位器RP1，可調(diào)節(jié)三角波

的幅度，但會(huì)影響其頻率；3、調(diào)節(jié)電位器RP2，可調(diào)節(jié)方

波-三角波

的頻率，但不會(huì)影

響

其幅度，可用

RP2實(shí)現(xiàn)頻率微調(diào)，而用C2改變頻率

范圍?！さ谌?，共四十六頁，編輯于2023年，星期三二、單片集成電路函數(shù)發(fā)生器ICL8038

ICL8038的工作頻率范圍在幾赫茲至幾百千赫茲之間，它可以同時(shí)輸出方波(或脈沖波)、三角波、正弦波。其內(nèi)部組成如圖3.4.7所示。

兩個(gè)比較器A1、A2的基準(zhǔn)電壓2VCC/3、VCC/3由內(nèi)部電阻分壓網(wǎng)絡(luò)提供。

觸發(fā)器FF的輸出端Q控制外接定時(shí)電容的充、放電。

充、放電流IA、IB的大小由外接電阻決定，當(dāng)IA=IB時(shí)，輸出三角波，否則為鋸齒波。I產(chǎn)生三角波—方波的工作原理與圖3.4.2所示電路的工作原理基本相同。

ICL8038可以采用單電源(+10V~+30V)供電，也可以采用雙電源(±5V~±15V)供電。

第三十七頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三由ICL8038組成的音頻函數(shù)發(fā)生器如圖3.4.8所示。電阻R1與電位器RP1用來確定⑧腳的直流電位V8，通常取V8≥2/3VCC。V8越高，IA、IB越小，輸出頻率越低，反之亦然。因此，ICL8038又稱為壓控振蕩器(VCO)或頻率調(diào)制器（FM)。RP1可調(diào)節(jié)的頻率范圍為20Hz~20kHz。

圖3.4.8ICL8038組成的音頻函數(shù)發(fā)生器第三十八頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三三、函數(shù)發(fā)生器的性能指標(biāo)?輸出波形

正弦波、方

波、三角波

?

頻率范圍

1Hz~10Hz,10Hz~100Hz,100~1KHz,1KHz~10KHz,10KHz~100KHz,100KHz~1MHz.

?

輸出電壓

一般指輸出波形的峰-峰值，即

Vp-p=2Vm.?

波形

特性

表征正弦波特性的參數(shù)是非線性失真~，一般要求

~＜3%；表征三角波特性的參數(shù)是非線性系數(shù)△，

一般要求△＜2%；表征方波特性的參數(shù)是

上升時(shí)間

tr，一般要求

tr＜100ns(1kHz，最大輸出時(shí))。第三十九頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三四、設(shè)計(jì)舉例（1）

確定電路形式及元器件型號

例

設(shè)計(jì)一方

波-三角波-正弦波函數(shù)發(fā)生器。?

性能指示要求

頻率范圍

1Hz~10Hz,10Hz~100Hz;

輸出電壓方波Vp-p≤24V，三角波Vp-p=8V，正弦波Vp-p＞1V。采用如圖3.4.9所示電路，其中運(yùn)算放大器A1與A2用一只雙運(yùn)放A747，差分放大器采用本章第三節(jié)設(shè)計(jì)完成的晶體管單端輸入—單端輸出差分放大器電路。因?yàn)榉讲ǖ姆冉咏娫措妷?，所以取電源電?VCC=+12V，–VEE=–12V。波形特性

方波tr＜1s(1kHz，最大輸出時(shí))三角波△＜2%，正弦波~＜5%第四十頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三?

三角波-方

波-正弦波函數(shù)發(fā)生器實(shí)驗(yàn)電路圖3.4.9三角波—方波—正弦波函數(shù)發(fā)生器實(shí)驗(yàn)電路此處引腳標(biāo)號為uA747芯片的，而實(shí)驗(yàn)中用741芯片，引腳號不同，插板時(shí)一定要注意。第四十一頁，共四十六頁，編輯于2023年，星期三（2）計(jì)算元件參數(shù)比較器A1與積分器A2的元件參數(shù)計(jì)算如下：

由式(3-4-8)得

當(dāng)1Hz≤f≤10Hz時(shí)，取C2=10F，R4=5.1k，RP2=100k

；

當(dāng)

10Hz≤f≤100Hz時(shí)，取C2=1F，以實(shí)現(xiàn)頻率波段的轉(zhuǎn)

換

；R4及RP2的取值不變。取平衡電阻R5=10k。R2

VccR3+RP1=Vo2m

=412=

1

3取R2=10k，取R3=20k,RP1=47k,平衡電阻R1=R2//(