移動通信技術(shù) 第二章 調(diào)制解調(diào)

第二章調(diào)制解調(diào)

1本章綱要2.1概述2.2數(shù)字頻率調(diào)制2.3數(shù)字相位調(diào)制2.4正交振幅調(diào)制〔QAM〕2.5擴(kuò)展頻譜調(diào)制2.6多載波調(diào)制2概述調(diào)制：把要傳輸?shù)男盘栕儞Q成適合信道傳輸?shù)男盘柕倪^程。常用的數(shù)字調(diào)制方式有：FSK和PSK。移動通信信道的根本特征：1.帶寬有限；2.干擾和噪聲影響大；3.存在多徑衰落。3概述對調(diào)制方式的要求：帶寬有限要求高的頻譜利用率，即要求已調(diào)信號所占的帶寬窄。要求在惡劣的信道環(huán)境下，經(jīng)過調(diào)制解調(diào)后輸出的信噪比較大或誤碼率較低；可實(shí)現(xiàn)性，如采用恒包絡(luò)調(diào)制。易于解調(diào)等。4概述5最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制1.相位不連續(xù)的FSK信號：在FSK方式中，在兩個相鄰的頻率跳變的碼元之間，其相位是不連續(xù)的。而相位的不連續(xù)，導(dǎo)致產(chǎn)生很強(qiáng)的旁瓣分量。經(jīng)帶寬受限的信道，旁瓣分量被濾出，包絡(luò)不恒定非線性電路，發(fā)生頻譜擴(kuò)展現(xiàn)象。6最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制2.MSK的調(diào)制原理MSK是2FSK在正交狀態(tài)、最小頻差時(shí)的一種特殊形式?！白钚〃暿侵篙d波信號s1(t)和s2(t)滿足正交條件時(shí)信號頻差的調(diào)制指數(shù)最小值。MSK是一個調(diào)制指數(shù)為0.5、相位連續(xù)的2FSK信號。7最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制MSK信號的表達(dá)式保證相位連續(xù)的條件為，在t=kTb時(shí)8最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制MSK信號的前后碼元之間存在相關(guān)性。假設(shè)相位xk的初始參考值等于0，那么9最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制MSK的信號表達(dá)式也可以寫作：式中，稱為是第k個碼元信號的附加相位。10最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制在碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)，的特征：是t的直線方程；在一個碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)Tb內(nèi)，它變化+π/2或-π/2。假設(shè)，那么第k個碼元的附加相位增加+π/2；假設(shè)，那么第k個碼元的附加相位增加-π/2。11最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制圖2-5MSK的相位軌跡12最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制圖2-6MSK的可能相位軌跡13最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制MSK信號的特點(diǎn)：〔1〕MSK信號包絡(luò)恒定，即為等幅波；〔2〕MSK信號的頻偏必須等于±1/(4Tb)，其調(diào)制指數(shù)為0.5；〔3〕MSK信號的相位θ(t)在一個碼元內(nèi)準(zhǔn)確地線性變化±π/2；〔4〕在信號的一個Tb內(nèi)，載波波形的個數(shù)為載波周期四分之一的整數(shù)倍；〔5〕碼元轉(zhuǎn)換時(shí)，信號相位連續(xù)，即信號的波形無跳變。14最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制3.MSK信號的正交表示15最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制16最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制4.MSK信號的產(chǎn)生和解調(diào)原理框圖過程17最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制圖2-7MSK的輸入數(shù)據(jù)與各支路數(shù)據(jù)及基帶波形的關(guān)系18最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制5.MSK信號的功率譜密度19最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制MSK的主瓣譜能量大，說明MSK信號功率譜更加緊湊。優(yōu)點(diǎn)是功率譜主瓣雖然較寬，但旁瓣卻以[(?-?c)Tb]-4規(guī)律迅速下降。旁瓣的功率之所以大是因?yàn)閿?shù)字基帶信號含有豐富的高頻分量，用低通濾波器去其高頻分量，便可減少已調(diào)信號的帶外輻射。MSK調(diào)制比較適合于非線性的和鄰道抑制嚴(yán)格的移動信道應(yīng)用。20最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制MSK信號的解調(diào)〔1〕鑒頻器解調(diào)uFM(t)前置放大器限幅器鑒頻器低通濾波器噪聲n(t)解調(diào)器r(t)21最小移頻鍵控〔MSK〕調(diào)制〔2〕MSK信號相干解調(diào)框圖22高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制1.GMSK信號的根本原理預(yù)調(diào)制濾波器必須具有以下特點(diǎn)：〔1〕帶寬窄，且具有陡峭的截止頻率；〔2〕脈沖響應(yīng)的過沖應(yīng)盡可能的??；〔3〕保持調(diào)制指數(shù)為0.5，并利于采用相干解調(diào)。23高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制高斯濾波器具有指數(shù)形式的響應(yīng)特性，其中幅度特性為沖激響應(yīng)為Bb:高斯濾波器的3dB帶寬。高斯低通濾波器對單個寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)24高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制25高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制2.GMSK信號的相位軌跡26高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制3.GMSK調(diào)制器27高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制4.GMSK信號解調(diào)器1〕一比特延遲差分檢測器2〕二比特延遲差分檢測28高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制5.GMSK信號的性能〔1〕功率譜密度29高斯濾波的最小移頻鍵控〔GMSK〕調(diào)制〔2〕誤比特率性能30GFSK信號的調(diào)制GFSK：高斯濾波的移頻鍵控31四相移相鍵控1.QPSK信號雙比特碼元32四相移相鍵控33四相移相鍵控2.QPSK信號產(chǎn)生QPSK信號可以用正交調(diào)制方式產(chǎn)生。34四相移相鍵控3.QPSK信號的相位跳變QPSK是一種相位不連續(xù)的信號,在碼元轉(zhuǎn)換的時(shí)刻，信號的相位發(fā)生跳變。通過星座圖可以看出跳變的幅度為±180°和±90°。35偏移四相移相鍵控1.OQPSK信號36偏移四相移相鍵控37π/4-DQPSK調(diào)制1.π/4-DQPSK信號π/4-DQPSK是對QPSK信號的特性進(jìn)行改進(jìn)的一種調(diào)制方式。改進(jìn)之一是將QPSK的最大相位跳變±π，降為±3π/4，從而改善了π/4-DQPSK的頻譜特性。改進(jìn)之二是解調(diào)方式,QPSK只能用相干解調(diào)，而π/4-DQPSK既可以用相干解調(diào)也可以采用非相干解調(diào)。38π/4-DQPSK調(diào)制2.信號的產(chǎn)生39π/4-DQPSK調(diào)制先不考慮LPF的存在，已調(diào)信號：當(dāng)前碼元附加相位。：前一碼元附加相位。：當(dāng)前碼元相位跳變量。4041π/4-DQPSK調(diào)制Uk=cosθk=cos(θk-1+Δθk)=cosθk-1·cosΔθk-sinθk-1·sinΔθk

Vk=sinθk=sin(θk-1+Δθk)=sinθk-1·cosΔθk+cosθk-1·sinΔθk

其中，sink-1θ=Vk-1,cosk-1θ=Uk-1，上面兩式可改寫為42π/4-DQPSK調(diào)制表2-2π/4-DQPSK的相位跳變規(guī)那么43π/4-DQPSK調(diào)制44π/4-DQPSK調(diào)制Uk和Vk可能的取值為五種取值。如：45正交振幅調(diào)制〔QAM〕1.QAM信號正交振幅調(diào)制是用兩個獨(dú)立的基帶數(shù)字信號對兩個相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用這種已調(diào)信號在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實(shí)現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。46正交振幅調(diào)制〔QAM〕2.星座圖16QAM的星座圖(a)方型16QAM星座；(b)星型16QAM星座47正交振幅調(diào)制QAM作為例子，圖2-42是在限定信號點(diǎn)數(shù)目M=8,要求這些信號點(diǎn)僅取兩種振幅值，且信號點(diǎn)之間的最小距離為2A的條件下，得到的幾種信號空間結(jié)構(gòu)。在所有信號點(diǎn)等概出現(xiàn)的情況下，平均發(fā)射信號功率為48正交振幅調(diào)制QAM對于方型16QAM，信號平均功率為對于星型16QAM，信號平均功率為49正交振幅調(diào)制QAM50正交振幅調(diào)制QAM方型QAM星座

(a)4QAM；(b)16QAM;(c)64QAM51正交振幅調(diào)制〔QAM〕52正交振幅調(diào)制QAM調(diào)制框圖53正交振幅調(diào)制QAM解調(diào)框圖54擴(kuò)展頻譜調(diào)制1.擴(kuò)展頻譜通信的定義信號的頻譜被展寬了；采用擴(kuò)頻碼序列調(diào)制的方式來展寬信號頻譜；在接收端用相關(guān)解調(diào)來實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)。55擴(kuò)展頻譜調(diào)制處理增益Gp擴(kuò)頻通信的根本特點(diǎn)，是傳輸信號所占用的頻帶寬度〔B〕遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信息本身實(shí)際所需的最小帶寬〔Bm〕，其比值稱為擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益〔Gp〕，表示擴(kuò)頻系統(tǒng)信噪比改善的程度。56擴(kuò)展頻譜調(diào)制2.擴(kuò)頻通信的工作原理57擴(kuò)展頻譜調(diào)制3.常用的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻〔DirectSequenceSpreadSpectrum〕簡稱直接擴(kuò)頻或直擴(kuò)〔DS〕；跳變頻率擴(kuò)頻〔FrequencyHopping〕，簡稱跳頻〔FH〕；跳變時(shí)間擴(kuò)頻〔TimeHopping〕，簡稱跳時(shí)〔TH〕；寬帶線性調(diào)頻〔ChirpModulation〕，簡稱Chirp。58直接序列〔DS〕擴(kuò)頻59直接序列〔DS〕擴(kuò)頻60直接序列〔DS〕擴(kuò)頻61跳頻〔FH〕62跳頻〔FH〕63跳時(shí)〔TH〕64混合方式在上述幾種根本擴(kuò)頻方式的根底上，可以將其組合起來，構(gòu)成各種混合方式。例如FH/DS、DS/TH、DS/FH/TH等等。DS/FH系統(tǒng)，就是一種中心頻率在某一頻帶內(nèi)跳變的直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)。65偽隨機(jī)〔PN〕序列偽隨機(jī)碼〔Pseudo-Noise，PN碼〕，是一種逼近隨機(jī)信號或白噪聲性能的周期性脈沖信號〔即碼序列〕。偽隨機(jī)碼的最重要的特性是它具有近似于隨機(jī)信號的性能，也可以說具有近似于白噪聲的性能。常用的偽隨機(jī)序列：m序列、Gold序列、Walsh序列等。66偽隨機(jī)〔PN〕序列1.碼序列的相關(guān)性對二進(jìn)制序列，碼序列的自相關(guān)函數(shù)為自相關(guān)系數(shù)為A為碼序列中對應(yīng)碼元相同的個數(shù)；D為碼序列中對應(yīng)碼元不同的個數(shù)。67偽隨機(jī)〔PN〕序列對二進(jìn)制序列，不同碼序列之間的互相關(guān)系可以表示為A表示為碼序列x和y的對應(yīng)元素相同的個數(shù)；D表示為碼序列x和y的對應(yīng)元素不同的個數(shù)。68偽隨機(jī)〔PN〕序列2.m序列M序列是最長線性移位存放器序列的簡稱。它通常是由反響移位存放器產(chǎn)生的具有像隨機(jī)噪聲波形的周期性二元序列。n級移位存放器所能產(chǎn)生的最大長度的碼序列為2n-1位。在CDMA蜂窩系統(tǒng)中，使用了2中m序列：①n=15，短碼m序列；②n=42，長碼m序列。69m序列〔1〕m序列的產(chǎn)生m序列的發(fā)生器是由移位存放器、反響抽頭及模2加法器組成的。70m序列圖中C0，C1，…，Cn均為反響線，其中C0=Cn=1，表示反響連接。因?yàn)閙序列是由循環(huán)序列發(fā)生器產(chǎn)生的，因此C0和Cn肯定為1，即參與反響。而反響系數(shù)C1，C2，…，Cn-1假設(shè)為1，參與反響；假設(shè)為0，那么表示斷開反響線，即開路，無反響連線。一個線性反響移位存放器能否產(chǎn)生m序列，決定于它的反響系數(shù)Ci(C0，C1，…，Cn的總稱)。71m序列72m序列〔2〕m序列的性質(zhì)1.均衡性〔平衡特性〕每個周期中1的個數(shù)比0的個數(shù)多1個。2.游程特性〔游程分布的隨機(jī)性〕長度為k的游程數(shù)目占游程總數(shù)的2-k，1≤k≤(n-1)；并且長度為k(1≤k≤(n-2))的游程中，連“1〞游程數(shù)目和連“0〞游程數(shù)目相同。73m序列游程長度/比特游程數(shù)目所含的比特?cái)?shù)所包含的比例“1”“0”12241/2121141/2230131/2341041/23815174m序列3.移位相加特性〔線性疊加性〕m序列和其移位后的序列逐位模2相加，所得的序列仍然是m序列，只是相移不同而已。4.自相關(guān)特性M序列的自相關(guān)系數(shù)為75m序列m序列的自相關(guān)系數(shù)76Gold序列m序列雖然性能優(yōu)良，但同樣長度的m序列個數(shù)不多，且序列之間的互相關(guān)值并不都好。R.Gold提出了一種基于m序列的碼序列，稱為Gold碼序列。Gold碼是m序列的組合碼，由同步時(shí)鐘控制的兩個m序列逐位模2相加得到。77Gold序列Gold序列構(gòu)成示意圖78Gold序列如果兩個m序列，它們的互相關(guān)函數(shù)滿足下式條件：那么這兩個m序列可構(gòu)成優(yōu)選對。例如，n=5時(shí)，由Ci為45和75產(chǎn)生的兩個m序列可構(gòu)成優(yōu)選對。79Gold序列Gold碼序列的性質(zhì)1.Gold碼序列具有三值互相關(guān)特性；2.Gold碼序列的自相關(guān)旁瓣也同互相關(guān)函數(shù)一樣取三值，只是出現(xiàn)的位置不一樣。3.兩個m序列優(yōu)選對不同移位相加產(chǎn)生的新序列都是Gold序列。80表2-9Gold碼三值互相關(guān)特性81沃爾什〔Walsh〕碼沃爾什〔Walsh〕函數(shù)集是完備的非正弦型正交函數(shù)集，相應(yīng)的離散沃爾什函數(shù)簡稱為沃爾什序列或沃爾什碼。沃爾什函數(shù)具有理想的互相關(guān)特性，沃爾什函數(shù)族中，兩兩之間的互相關(guān)函數(shù)為“0〞，即它們之間是正交的。在碼分多址通信中，沃爾什碼用作用戶的地址碼。82哈達(dá)馬矩陣Walsh函數(shù)矩陣的遞推關(guān)系83哈達(dá)馬矩陣Walsh函數(shù)矩陣的遞推關(guān)系84哈達(dá)馬矩陣一般關(guān)系式為其中N取2的冪，是的補(bǔ)。

85沃爾什〔Walsh〕碼的產(chǎn)生1.沃爾什矩陣將H矩陣中各行按符號改變次數(shù)由少到多排列，得出沃爾什矩陣〔簡稱W矩陣〕。86沃爾什〔Walsh〕碼的產(chǎn)生2.沃爾什碼87正交頻分復(fù)用〔OFDM〕OFDM的原理7/6/202388圖4-44FDM〔a〕、OFDM(b)帶寬的比較88正交頻分復(fù)用〔OFDM〕頻分復(fù)用系統(tǒng)中各個子信道的頻譜不重疊，且相鄰的子信道之間有足夠的保護(hù)間隔以便于接收機(jī)用濾波器把這些子信道別離開來。正交頻分復(fù)用如果子載波的間隔等于并行碼元長度的倒數(shù)〔1/Ts〕和使用相干檢測，采用子載波的頻譜重疊可以使并行系統(tǒng)獲得更高的帶寬效率。7/6/20238989正交頻分復(fù)用〔OFDM〕OFDM信號的產(chǎn)生7/6/202390圖2-66OFDM系統(tǒng)根本模型框圖90正交頻分復(fù)用〔OFDM〕一個OFDM符號之內(nèi)包括多個經(jīng)過調(diào)制的子載波的合成信號，其中每個子載波都可以受到相移鍵控〔PSK〕或者正交幅度調(diào)制〔QAM〕符號的調(diào)制。采用復(fù)等效基帶信號來描述OFDM的輸出信號，其中實(shí)部和虛局部別對應(yīng)于OFDM符號的同相和正交分量，在實(shí)際中可以分別與相應(yīng)子載波的cos分量和sin分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號和合成的OFDM符號。7/6/20239191正交頻分復(fù)用〔OFDM〕OFDM信號的頻譜OFDM符號頻譜可以滿足奈奎斯特準(zhǔn)那么，即多個子信道頻譜之間不存在相互干擾。系統(tǒng)的發(fā)射頻譜的形狀是經(jīng)過仔細(xì)設(shè)計(jì)的，使得每個子信道的頻譜在其他子載波頻率上為零，這樣子信道之間就不會發(fā)生干擾。當(dāng)子信道的脈沖為矩形脈沖時(shí)，具有sinc函數(shù)形式的頻譜可以準(zhǔn)確滿足這一要求。7/6/20239292正交頻分復(fù)用〔OFDM〕7/6/202393圖4-46OFDM的功率譜例子

93正交頻分復(fù)用〔OFDM〕正交頻分復(fù)用的DFT實(shí)現(xiàn)7/6/202394圖2-70使用DFT技術(shù)的OFDM系統(tǒng)

94正交頻分復(fù)用〔OFDM〕保護(hù)間隔為了消除碼間干擾〔ISI〕，通常要引入保護(hù)間隔Tg。通常Tg的選取應(yīng)大于無線信道中最大多徑的時(shí)延的長度，這樣可以保證前后碼元間不會產(chǎn)生干擾。在保護(hù)間隔內(nèi)，可以不傳輸任何信息，但此時(shí)可能會產(chǎn)生載波間的干擾〔ICI〕，即子載波之間的正交性會被破壞。為解決ICI，可將子載波延拓一個保護(hù)間隔。7/6/202395957/6/202396圖4-48OFDM符號內(nèi)包括4個子載波的情況

96正交頻分復(fù)用〔OFDM〕所有的子載波都具有相同的幅值和相位，但在實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)數(shù)據(jù)符號的調(diào)制方式，每個子載波都有相同的幅值和相位是不可能的。從圖4-48可以看出，每個子載波在一個OFDM符號周期內(nèi)都包含整數(shù)倍個周期，而且各個相鄰的子載波之間相差1個周期。7/6/20239797正交頻分復(fù)用〔OFDM〕7/6/202398多徑情況下，空閑保護(hù)間隔在子載波間造成的干擾98正交頻分復(fù)用〔OFDM〕7/6/202399子載波的延拓99正交頻分復(fù)用〔OFDM〕循環(huán)前綴為了消除由于多徑的所造成的ICI，OFDM符號還需要在其保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴信號。循環(huán)前綴是將OFDM符號的尾部的一局部復(fù)制后放到前部，循環(huán)前綴的長度要大于信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣就使得前一個符號的多徑副本都落在后一個信號的循環(huán)擴(kuò)展范圍內(nèi)，從而消除了前后兩個符號之間的干擾。7/6/2023100100正交頻分復(fù)用〔OFDM〕為了消除由于多徑所造成的ICI，OFDM符號需要在其保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴信號。這樣就可以保證在FFT周期內(nèi)，OFDM符號的延時(shí)副本內(nèi)所包含的波形的周期個數(shù)也是整數(shù)。這樣時(shí)延小