移動通信第4章課件

第四章抗衰落和鏈路性能增強(qiáng)技術(shù)4.1

概述4.2

分集技術(shù)4.3信道編碼

4.4均衡技術(shù)4.5擴(kuò)頻通信4.6多天線和空時(shí)編碼4.7鏈路自適應(yīng)技術(shù)4.1內(nèi)容概述分集接收技術(shù)信道編碼技術(shù)擴(kuò)頻技術(shù)多天線和空時(shí)編碼鏈路自適應(yīng)技術(shù)均衡技術(shù)分集接收基本思想

把接收到的多個(gè)衰落獨(dú)立的信號加以處理，合理地利用這些信號的能量來改善接收信號的質(zhì)量。作用

充分利用接收信號的能量減小在平坦性衰落信道上接收信號的衰落深度和衰落的持續(xù)時(shí)間

信道編碼基本思想

通過引入可控制的冗余比特，使信息序列的各碼元和添加的冗余碼元之間存在相關(guān)性。在接收端信道譯碼器根據(jù)這種相關(guān)性對接收到的序列進(jìn)行檢查，從中發(fā)現(xiàn)錯(cuò)誤或進(jìn)行糾錯(cuò)。作用

盡量減小信道噪聲或干擾的影響，是用來改善通信鏈路性能的技術(shù)。

信道均衡當(dāng)傳輸?shù)男盘枎挻笥跓o線信道的相關(guān)帶寬時(shí)，信號產(chǎn)生頻率選擇性衰落，接收信號就會產(chǎn)生失真，它在時(shí)域表現(xiàn)為接收信號的碼間干擾。所謂信道均衡就是在接收端設(shè)計(jì)一個(gè)稱之為均衡器的網(wǎng)絡(luò)，以補(bǔ)償信道引起的失真。均衡器的參數(shù)必須能跟蹤信道特性的變化而自行調(diào)整。擴(kuò)頻技術(shù)克服多徑干擾頻率分集和時(shí)間分集第三代移動通信無線傳輸?shù)闹髁骷夹g(shù)

多天線和空時(shí)編碼多天線MIMO技術(shù)是在收發(fā)兩端都采用多天線配置，充分利用空間信息，大幅度提高信道容量的一種技術(shù)。之前所說的多天線分集接收技術(shù)也可以算作MIMO的一種特例SIMO，它是一種抗衰落的傳統(tǒng)技術(shù)。后續(xù)的研究表明，如果采用多天線發(fā)送，并且發(fā)送天線數(shù)不太大時(shí)，隨著發(fā)送天線數(shù)的增加，信道容量也相應(yīng)的增加。由此也推動了無線通信領(lǐng)域?qū)τ贛IMO技術(shù)研究的熱潮。此外，基于多天線發(fā)射分集的空時(shí)編碼可以在不同天線發(fā)射的信號之間引入時(shí)域和空域相關(guān)，使得在接收端可以進(jìn)行分集接收，從而大大提高了信號質(zhì)量。鏈路自適應(yīng)技術(shù)由于無線信道的特性是復(fù)雜的，包含了時(shí)、頻、空三維的衰落。如果能夠根據(jù)信道的特性自適應(yīng)地調(diào)整傳輸速率，在信道條件好時(shí)提高傳輸速率，信道條件差時(shí)降低傳輸速率，那么就可以有效地提高平均吞吐量。我們將具體介紹AMC和HARQ兩種鏈路自適應(yīng)技術(shù)。4.2分集技術(shù)分集接收是抗衰落的有效措施之一

分集技術(shù)可以分為宏觀分集和微觀分集

宏觀分集——陰影衰落微觀分集——微觀衰落合并技術(shù)——獲得M個(gè)相互獨(dú)立的多徑信號分量，然后對它們進(jìn)行處理以獲得信噪比的改善4.2.1宏觀分集4.2.1宏觀分集設(shè)基站A接收到的信號中值為mA,基站B接收到的信號中值為mB,它們都服從對數(shù)正態(tài)分布。若mA>mB,則確定用基站A與移動臺通信；若mA<mB,則確定用基站B與移動臺通信。如圖中，移動臺在B路段運(yùn)動時(shí)，可以和基站B通信；而在A路段則和基站A通信?；緮?shù)視需要而定4.2.2微觀分集

信號衰落所呈現(xiàn)的獨(dú)立性是多方面的，如時(shí)間、頻率、空間、角度、以及攜帶信息的電磁波極化方向等等。常見的有：時(shí)間分集

移動的時(shí)間足夠長（或移動的距離足夠大），大于信道的相干時(shí)間。頻率分集

兩個(gè)載波的間隔大于信道的相干帶寬?？臻g分集

相隔足夠大的距離。實(shí)際測量表明，通常在市區(qū)，取d=0.5λ,在郊區(qū)可以取d=0.8λ。4.2.3分集的合并方式及性能

M重分集對這些信號的處理概括為M條支路信號的線性疊加：其中fk(t)為第k支路的信號；

αk(t)為第k支路信號的加權(quán)因子。信噪比的改善和加權(quán)因子有關(guān)，對加權(quán)因子的選擇方式不同,形成3種基本的合并方式:選擇合并、最大比值合并和等增益合并。4.2.3分集的合并方式及性能在下面的討論中假設(shè)：①每支路的噪聲與信號無關(guān)，為零均值、功率恒定的加性噪聲。②信號幅度的變化是由于信號的衰落，其衰落的速率比信號的最低調(diào)制頻率低許多。③各支路信號相互獨(dú)立，服從瑞利分布，具有相同的平均功率。1.選擇合并在所接收的多路信號中，合并器選擇信噪比最高的一路輸出，這相當(dāng)于在M個(gè)系數(shù)αk(t)中，只有一個(gè)等于1，其余的為0。

1.選擇合并由于M個(gè)分集支路的衰落是互不相關(guān)的，所有支路的ξk（k=1，2，…,M）同時(shí)小于某個(gè)給定值x的概率為若x為接收機(jī)正常工作的門限，F(xiàn)(x)就是通信中斷的概率。而至少有一支路信噪比超過x的概率就是使系統(tǒng)能正常通信的概率（可通率）為1.選擇合并F(x)－

x的關(guān)系如圖4.8所示。

由此可以看出，在給定的門限信噪比情況下，隨著分集支路數(shù)的增加，所需支路接收信號的平均信噪比在下降。2.最大比值合并在信號合并前對各路載波相位進(jìn)行調(diào)整并使之同相，然后相加。這樣合并器輸出信號的包絡(luò)為2.最大比值合并輸出的噪聲功率等于各支路的輸出噪聲功率之和于是合并器的輸出信噪比為

希望輸出的信噪比有最大值，根據(jù)許瓦茲不等式若使加權(quán)系數(shù)αk滿足

2.最大比值合并則有這結(jié)果表明，若第k支路的加權(quán)系數(shù)αk和該支路信號幅度rk成正比，和噪聲功率Nk成反比，則合并器輸出的信噪比有最大值,且等于各支路信噪比之和：通信中斷概率F(x)：2.最大比值合并F(x)－x的特性如圖4.11所示：

3.等增益合并合并器輸出的信號的包絡(luò)等于3.等增益合并對于M>2的情況，要求得的累積分布函數(shù)和概率密度函數(shù)是比較困難的，可以用數(shù)值方法求解，但M=2時(shí)其累積分布函數(shù)為（推導(dǎo)過程略）：設(shè)各支路噪聲平均功率相等，輸出的信噪比為3.等增益合并F(x)－x特性如圖4.14所示：4.2.4性能比較

為了比較不同合并方式的性能，可以比較它們的輸出平均信噪比與沒有分集時(shí)的平均信噪比。這個(gè)比值稱作合并方式的改善因子，用D表示。選擇合并最大比值合并等增益合并通常用dB表示:D(dB)=10lg(D)),圖4.15給出了各種D(dB)－M的關(guān)系曲線。4.2.4性能比較從圖中可以看出在三種合并方式中，最大比值合并改善最多，其次是等增益合并，最差是選擇合并，這是因?yàn)檫x擇合并只利用其中一個(gè)信號，其余沒有被利用，而前兩者把各支路信號的能量都得到利用。4.2.5分集對數(shù)字移動通信誤碼的影響把Pe看作是衰落信道中給定信噪比的條件概率。則平均錯(cuò)誤概率式中PM（ξ）即為M重分集的信噪比概率密度函數(shù)。下面以二重分集為例說明分集對二進(jìn)制數(shù)字傳輸誤碼的影響。并以差分相干解調(diào)DPSK為例進(jìn)行說明。DPSK的誤碼率為

4.2.5分集對數(shù)字移動通信誤碼的影響1.采用選擇合并器的DPSK誤碼特性2.采用最大比值合并器的DPSK誤碼特性3.采用等增益合并器的DPSK誤碼特性

4.2.5分集對數(shù)字移動通信誤碼的影響由圖可見，二重分集對無分集誤碼特性有了很大的改善。4.3信道編碼概述分組碼

卷積碼

Turbo碼信道編碼4.3.1內(nèi)容概述

傳統(tǒng)的信道編碼：分組碼和卷積碼上世紀(jì)90年代出現(xiàn)Turbo碼

把調(diào)制和編碼看作是一個(gè)整體來考慮的網(wǎng)格編碼調(diào)制TCM（Trelliscodedmodulation）

4.3.2分組碼分組碼基本描述例子在移動通信中的應(yīng)用分組碼的基本描述二進(jìn)制分組碼編碼器的輸入是一個(gè)長度為k的信息矢量a=(a1,a2,….ak),它通過一個(gè)線性變換，輸出一個(gè)長度等于n的碼字C。式中G為k×n的矩陣，稱作生成矩陣。Rc=k/n稱作編碼率。長度等于k的輸入矢量有2k個(gè)，因此編碼得到的碼字也是2k個(gè)。這個(gè)碼字的集合稱作線性分組碼，即(n,k)分組碼。對一個(gè)分組碼的生成矩陣G，也存在一個(gè)(n-k)×n矩陣H滿足分組碼的基本描述H稱作校驗(yàn)矩陣，它也滿足

任意兩個(gè)碼字之間漢明距離的最小值稱作碼的最小距離，表為dmin。dmin是衡量碼的抗干擾能力（檢、糾錯(cuò)能力）的重要參數(shù)，dmin越大，碼的抗干擾能力就越強(qiáng)。理論分析表明：①（n,k）線性分組碼能糾正t個(gè)錯(cuò)誤的充分必要條件是或分組碼的基本描述②（n,k）線性分組碼能發(fā)現(xiàn)接收碼字中l(wèi)個(gè)錯(cuò)誤的充分必要條件是③（n,k）線性分組碼能糾正t個(gè)錯(cuò)誤并能發(fā)現(xiàn)l（l>t）個(gè)錯(cuò)誤的充分必要條件是譯碼器根據(jù)編碼規(guī)則和信道特性，對所接收到的碼字進(jìn)行判決，這一過程就是譯碼。設(shè)發(fā)送的碼字為C,接收到的碼字R=C+e,其中e為錯(cuò)誤圖樣，它指示碼字中錯(cuò)誤碼元的位置。當(dāng)沒有錯(cuò)誤時(shí)，e為全零矢量。分組碼的基本描述定義接收碼字R的伴隨式（或校驗(yàn)子）為如果S=0,則R是一個(gè)碼字；若S可見伴隨式僅與錯(cuò)誤圖樣有關(guān)，與發(fā)送的具體碼字無關(guān)；(n,k)線性碼對接收碼字的譯碼步驟如下：①

計(jì)算伴隨式ST=HRT;②根據(jù)伴隨式撿出錯(cuò)誤圖樣e；③

計(jì)算發(fā)送碼字的估值0,則傳輸一定有錯(cuò)。

由于分組碼的例子1.漢明碼

漢明碼是最早(1950)出現(xiàn)的糾一個(gè)錯(cuò)誤的線性碼。其主要參數(shù)如下：碼長n=2m-1;信息位數(shù)：k=2m-m-1;監(jiān)督位數(shù)：n-k=m最小距離：dmin=3;分組碼的例子

2.循環(huán)碼

（n,k）線性分組碼的每個(gè)碼字經(jīng)過任意循環(huán)移位后仍然是一個(gè)分組碼的碼字循環(huán)碼的編碼步驟為：

①計(jì)算xn-km(x)；

②計(jì)算xn-km(x)/g(x)

得余式r(x)；

③得到碼字多項(xiàng)式C(x)=

xn-km(x)+

r(x)；

循環(huán)碼特別適合誤碼檢測，用于誤碼檢測的循環(huán)碼稱作循環(huán)冗余校驗(yàn)碼CRC(CyclicRedundancyCheck)。分組碼在移動通信中的應(yīng)用

1.在CDMA蜂窩移動通信的系統(tǒng)中，前向鏈路和反向鏈路在信道中消息是以幀的形式來傳送的。例如，圖4.17是全速率（9600bit/s）前向業(yè)務(wù)信道的幀結(jié)構(gòu)。這是一個(gè)（n,k）=(172+12,172)=(184,172)分組碼。其生成多項(xiàng)式為：分組碼在移動通信中的應(yīng)用

2.

在GSM系統(tǒng)中話音信息、控制信息和同步信息在傳輸過程中都使用了CRC碼。例如話音編碼采用規(guī)則脈沖激勵(lì)－長期預(yù)測編碼(RPE-LTP)。它以20ms為一幀，共260bit,即速率為13kbit/s。

4.3.3卷積碼蜂窩移動通信系統(tǒng)中的應(yīng)用狀態(tài)圖

(StateDiagram)維特比(Viterbit)譯碼網(wǎng)格圖(TrellisDiagam)卷積碼的自由距離卷積碼編碼器卷積碼

卷積碼編碼器

卷積碼編碼器的輸出分支碼字的每個(gè)碼元不僅和此時(shí)刻輸入的k個(gè)信息有關(guān)，也和前m個(gè)連續(xù)時(shí)刻輸入的信息元有關(guān)。通常卷積碼表示為（n，k，m）。編碼率r=k/n。圖4.19是一個(gè)簡單的卷積碼編碼器的例子，其中n=2,m=3,所以是(2,1,3)編碼。

卷積碼編碼器編碼器只有一個(gè)輸入序列a，它經(jīng)過兩條不同的路徑到達(dá)輸出端，對應(yīng)兩個(gè)長度K=4的響應(yīng)序列,即對任意的輸入序列a,對應(yīng)兩個(gè)輸出的序列分別是a與g(1)、g(2)的離散卷積：

卷積碼編碼器還可以用生成多項(xiàng)式來進(jìn)行表述，它定義為沖激響應(yīng)的單位時(shí)延變換。對應(yīng)第i條路徑的生成多項(xiàng)式定義為例如對圖4.19編碼器有相應(yīng)的第i條路徑輸出序列多項(xiàng)式則等于

狀態(tài)圖（StateDiagram）編碼過程可以用狀態(tài)圖來表示，它描述了編碼器每輸入一個(gè)信息元時(shí)，編碼器各可能狀態(tài)以及伴隨狀態(tài)的轉(zhuǎn)移所產(chǎn)生的分支碼字。

狀態(tài)圖（StateDiagram）上圖是一個(gè)（2,1,2）卷積碼編碼器。它的狀態(tài)圖為

圖中小圓內(nèi)的數(shù)字表示狀態(tài)，連接小圓的箭頭表示狀態(tài)轉(zhuǎn)移的方向，用連線的格式表示狀態(tài)轉(zhuǎn)移的條件（輸入的信息比特）：若輸入信息比特為1，連線為虛線；若為0則實(shí)線。連線旁的兩位數(shù)字表示相應(yīng)輸出分支碼字。

網(wǎng)格圖（TrellisDiagram）網(wǎng)格圖實(shí)際就是在時(shí)間軸上展開編碼器在各時(shí)刻的狀態(tài)圖。仍以圖4.22編碼器為例說明用網(wǎng)格圖描述編碼的過程。網(wǎng)格圖中的首尾相連的連線構(gòu)成了一條路徑，對應(yīng)著某個(gè)輸入序列的編碼輸出序列。

維特比譯碼的基本原理維特比（A.J.Viterbit）譯碼是基于最大似然法則的最重要的卷積碼譯碼方法。Key：最小漢明距離！維特比譯碼的基本原理根據(jù)分組碼理論，碼字最多可以糾正個(gè)錯(cuò)誤的個(gè)數(shù)t由最小距離dmin確定在卷積碼中，dmin用被稱為自由最小距離df取代。當(dāng)且僅當(dāng)df≥2t時(shí)，卷積碼才能糾t個(gè)誤碼。對給定n,k,m,編碼器可以有不同的結(jié)構(gòu)（連接方式），但卷積碼應(yīng)被設(shè)計(jì)成具有最大的自由距離的“好”的卷積碼。表4.1和4.2列出一部分。

卷積碼在蜂窩移動通信系統(tǒng)的應(yīng)用卷積碼在GSM系統(tǒng)中卷積碼得到廣泛的應(yīng)用。例如在全速率業(yè)務(wù)信道和控制信道就采用了（2,1,4）卷積編碼。卷積碼在CDMA/IS-95系統(tǒng)也得到廣泛應(yīng)用。例如在前向和方向信道，系統(tǒng)都使用了約束長度K=9的編碼器。4.3.4Turbo碼輸入的數(shù)據(jù)比特流直接輸入到編碼器1，同時(shí)也把這數(shù)據(jù)流經(jīng)過交織器重新排列次序后輸入到編碼2。由這兩組編碼器產(chǎn)生的奇偶校驗(yàn)比特，連同輸入的信息比特組成Turbo碼編碼器的輸出。其編碼率為1/3。編碼器一般采用遞歸卷積碼編碼器RSC，結(jié)構(gòu)如圖4.27。傳輸函數(shù)可以表示為編碼器表示了信息序列和校驗(yàn)序列的約束關(guān)系：

由于RSC比一般的非遞歸卷積碼有更大的自由距離，因此有更大的抗干擾能力，誤比特率更低。在時(shí)域信息比特和校驗(yàn)比特的關(guān)系就是交織器此交織器是一個(gè)偽隨機(jī)交織器。在要發(fā)射的信息中加入了隨機(jī)特性，作用類似于香農(nóng)的隨機(jī)碼。它使得兩個(gè)編碼器的輸入互不相關(guān)，編碼近于獨(dú)立。由于譯碼需要交織后信息比特位置信息，所以交織是偽隨機(jī)的。

Turbo碼譯碼器圖中b為帶噪聲的系統(tǒng)比特，Z1、Z2是兩個(gè)帶噪聲的奇偶校驗(yàn)比特。Turbo碼譯采用后驗(yàn)概率譯碼APP。兩個(gè)譯碼器均采用BCJR算法。根據(jù)BCJR算法，第一個(gè)譯碼器對系統(tǒng)比特xj產(chǎn)生軟估計(jì)，用對數(shù)似然比表示Turbo碼譯碼器設(shè)K個(gè)信息比特是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的，則譯碼器1輸出的總的對數(shù)似然比就為因此，生成的系統(tǒng)比特對應(yīng)的外部信息是

同理，譯碼器2生成的外部信息為當(dāng)兩個(gè)譯碼器的結(jié)果收斂到一定程度后判決輸出式中的符號函數(shù)判決是對每個(gè)比特xi進(jìn)行的。4.4均衡技術(shù)基本原理非線性均衡器自適應(yīng)均衡器4.4.14.4.24.4.34.4.1基本原理碼間干擾橫向?yàn)V波器性能評價(jià)評價(jià)均衡器性能的準(zhǔn)則系數(shù)計(jì)算均衡器系數(shù)的計(jì)算碼間干擾碼間干擾在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，一個(gè)無碼間干擾的理想傳輸系統(tǒng)，在沒有噪聲干擾的情況下其沖激響應(yīng)h(t)應(yīng)當(dāng)具有如圖4.30的波形。由于實(shí)際信道傳輸特性并非理想，響應(yīng)的波形失真是不可避免的，如圖4.31的hd(t)，信號的抽樣沖激在多個(gè)抽樣時(shí)刻不為零。這就造成了碼間干擾。因此采用信道均衡技術(shù)克服這種影響。橫向?yàn)V波器在信道特性給定的情況下，對均衡器傳輸函數(shù)的要求是其中H(z)是信道的傳輸函數(shù)。最基本的均衡器結(jié)構(gòu)就是橫向?yàn)V波器。它的結(jié)構(gòu)如圖4.33所示。

對給的的輸入X(z)，適當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)均衡器的系數(shù)，就可以對輸入序列均衡。評價(jià)均衡器性能的準(zhǔn)則設(shè)均衡前后的抽樣值序列分別為{xn}和{yn}。1.峰值畸變準(zhǔn)則2．均方畸變準(zhǔn)則或?qū)χ窋?shù)為有限值2N+1的橫向均衡器，式中yn

為

調(diào)整均衡器系數(shù)ck使D，L有最小值，同時(shí)使y0＝1。均衡器系數(shù)的計(jì)算1．使D最小的均衡器系數(shù)ck的求解若在均衡前系統(tǒng)峰值畸變（稱初始畸變）D0滿足

則D(ck)的最小值必定發(fā)生在使y0前后的yn=0（|n|≤N

,n≠0)的情況。根據(jù)已知的{xn}，令

利用式利用上節(jié)yn的求解公式建立一個(gè)2N+1個(gè)方程求解這2N+1個(gè)系數(shù)。這種算法便稱作迫零算法。均衡器系數(shù)的計(jì)算2．使L最小的均衡器系數(shù)ck的求解

L的最小值必定發(fā)生在偏導(dǎo)數(shù)為零處，求解得式中為均衡器輸入序列{xn}相隔k-i個(gè)樣值序列間的相關(guān)系數(shù)。對給定的輸入序列{xn}，按上式求解2N+1個(gè)聯(lián)立方程便可以求得均衡器的各系數(shù)。4.4.2非線性均衡器線性均衡器一般用在信道失真不大的場合。要使均衡器在失真嚴(yán)重的信道上有比較好的抗噪聲性能，可以采用非線性均衡器。例如：非線性均衡器Descriptionofthecontents判決反饋均衡器最大似然估計(jì)均衡器判決反饋均衡器DFE判決反饋均衡器的結(jié)構(gòu)如下圖所示。它由兩個(gè)橫向?yàn)V波器(前饋濾波器FFF，反饋濾波器FBF)和一個(gè)判決器構(gòu)成。判決反饋均衡器DFE判決器的輸入，等于：式中cn是前饋濾波器的N+1個(gè)支路的加權(quán)系數(shù)；bi是后向?yàn)V波器的M個(gè)支路的加權(quán)系數(shù)。zm

是當(dāng)前判決器的輸入，ym是輸出；ym-1,ym-2,…,ym-M則是均衡器前M個(gè)判決輸出。和橫向均衡器比較，判決反饋均衡器的優(yōu)點(diǎn)是在相同的抽頭數(shù)情況下，殘留的碼間干擾比較小，誤碼也比較低。特別是在信道特性失真十分嚴(yán)重的信道。最大似然估計(jì)均衡器MLSEMLSE可以看作是對一個(gè)離散有限狀態(tài)機(jī)狀態(tài)的估計(jì)。實(shí)際ISI的響應(yīng)只發(fā)生在有限的幾個(gè)碼元。因此在接收濾波器輸出端觀察到的ISI可以可作是數(shù)據(jù)序列{an}通過系數(shù)為{fn}的FIR濾波器的結(jié)果，濾波器的結(jié)構(gòu)如下圖所示：最大似然估計(jì)均衡器MLSE若各種序列以等概率發(fā)送，接收端計(jì)算條件概率P(y1,y2,…,

yN

|a1,a2,…,

aN)(表示yn序列和an序列的相似性[似然性]），對應(yīng)概率最大的序列就作為發(fā)送的碼序列的估計(jì)。這種檢測方法稱作最大似然序列檢測。濾波器一共有L個(gè)寄存器，隨著時(shí)間的推移寄存器的狀態(tài)隨發(fā)送的序列而變化。整個(gè)濾波器的狀態(tài)共有ML種。最大概率值的計(jì)算可歸結(jié)為在網(wǎng)格圖中，搜索最小平方歐氏距離的路徑，即根據(jù)yn，在網(wǎng)格圖中計(jì)算每一支路的平方歐氏距離(yn-rn)2，并在每一狀態(tài)上累加，然后根據(jù)累加的結(jié)果的最小值確定幸存路徑，得到序列{rn}。

4.4.3自適應(yīng)均衡器自適應(yīng)均衡器能夠基于對信道特性的測量隨時(shí)調(diào)整自己的系數(shù)，以適應(yīng)信道特性的變化。自適應(yīng)均衡器的結(jié)構(gòu)如下圖具有訓(xùn)練模式和跟蹤模式兩種工作模式。4.4.3自適應(yīng)均衡器自適應(yīng)均衡器工作過程均衡器開關(guān)置1，也產(chǎn)生同接收端相同的訓(xùn)練序列。e(n)和x(n)作為某種算法的參數(shù)，把均衡器的系數(shù)ck調(diào)整到最佳，使均衡器滿足峰值畸變準(zhǔn)則或均方畸變準(zhǔn)則。此階段均衡器的工作方式就是訓(xùn)練模式。在訓(xùn)練模式結(jié)束后，發(fā)送端發(fā)送數(shù)據(jù)，均衡器轉(zhuǎn)入跟蹤模式，開關(guān)置2位置。4.5擴(kuò)頻通信4.5.1偽噪聲(PN)序列14.5.2擴(kuò)頻通信原理24.5.3抗多徑干擾和RAKE接收機(jī)34.5.4跳頻擴(kuò)頻通信系統(tǒng)FHSS44.5.1偽噪聲（PN）序列m序列的功率譜m序列的隨機(jī)性質(zhì)序列的產(chǎn)生偽噪聲序列序列的產(chǎn)生偽噪聲序列（PN序列）—具有類似隨機(jī)噪聲的一些統(tǒng)計(jì)特性，但和真正的隨機(jī)信號不同，它可以重復(fù)產(chǎn)生和處理，故稱作偽隨機(jī)噪聲序列。PN序列有多種，最常用的一種是最長線性反饋移位寄存器序列，也稱作m序列。由m級寄存器構(gòu)成的線性移位寄存器如下圖：m序列的隨機(jī)性質(zhì)（1）m序列的隨機(jī)特性：①平衡特性在m序列的一個(gè)完整周期N=2m-1內(nèi)，0的個(gè)數(shù)和1的個(gè)數(shù)總是相差為1。

②游程特性m序列游程總數(shù)為(N+1)/2。長度為n的游程數(shù)等于游程總數(shù)的1/n。

③相關(guān)特性m序列的自相關(guān)函數(shù)是周期的二值函數(shù)?？梢宰C明，對長度為N的m序列都有結(jié)果。

m序列的隨機(jī)性質(zhì)（2）n和Ra,a(n)都是取離散值,下圖是N=7的自相關(guān)函數(shù)曲線m序列的功率譜（1）m序列的信號是一個(gè)周期信號，所以其功率譜是一個(gè)離散譜，

圖4.45(a)給出了N=7的m(t)的功率譜特性。圖4.45(b)給出了一些功率譜包絡(luò)隨N變化的情況。可以看出在序列周期T保持不變的情況下，隨著N的增加，m(t)的碼片Tc=T/N變短，脈沖變窄，頻譜變寬，譜線變短。m序列的功率譜（2）4.5.2擴(kuò)頻通信原理擴(kuò)頻和解擴(kuò)直擴(kuò)系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力

擴(kuò)頻（1）

采用2PSK系調(diào)制的直接擴(kuò)頻通信系統(tǒng)如圖4.46所示。

b(t)和c(t)相乘的結(jié)果使攜帶信息的基帶信號的帶寬被擴(kuò)展到近似為c(t)的帶寬Bc。擴(kuò)展的倍數(shù)就等于PN序列一周期的碼片數(shù)：擴(kuò)頻（2）

而信號的功率譜密度下降到原來的1/N。擴(kuò)頻過程如圖4.48

c(t)在這里起著擴(kuò)頻的作用，稱作擴(kuò)頻碼。這種擴(kuò)頻方式就是直接序列擴(kuò)頻DSSS。擴(kuò)頻后的基帶信號進(jìn)行2PSK調(diào)制，得到信號s(t)：解擴(kuò)

不考慮信道噪聲及各種干擾信號，接收機(jī)接收到的信號r(t)=s(t)，收到的信號首先和本地產(chǎn)生的PN碼c(t)相乘。由于

c2(t)=（±1）2=1,所以相乘所得信號顯然是一個(gè)窄帶的2PSK信號，這樣信號恢復(fù)為一個(gè)窄帶信號，這一操作過程就是解擴(kuò)。為了實(shí)現(xiàn)信號的解擴(kuò),要求本地的PN碼序列和發(fā)射機(jī)的PN碼序列嚴(yán)格同步，否則所接收到的就是一片噪聲。直擴(kuò)系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力

擴(kuò)頻信號的一個(gè)重要特點(diǎn)就是抗窄帶干擾的能力。分析抗窄帶干擾的模型如圖4.50。

設(shè)i(t)為一窄帶干擾信號,其頻率接近信號的載波頻率。解擴(kuò)后最終最終擴(kuò)頻系統(tǒng)的輸出干擾功率是輸入干擾功率的1/N直擴(kuò)系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力即擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益為Gp通過下圖來說明擴(kuò)頻系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力4.5.3抗多徑干擾和RAKE接收機(jī)

抗多徑干擾多徑分離接收機(jī)(RAKEreceiver)

抗多徑干擾

利用PN序列的尖銳的自相關(guān)特性和很高的碼片速率

（Tc很?。┯行б种婆cPN序列不同步的多徑信號分量的干擾特別是多徑時(shí)延大于擴(kuò)頻碼的碼片時(shí)具有二徑傳輸信道的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)如圖4.92

多徑分離接收機(jī)（RAKEreceiver）

利用各多徑信號分量的能量，改善接收信號的質(zhì)量信號的頻譜擴(kuò)展使信號獲得了頻率分集的好處多徑信號的分離接收也是一種時(shí)間分集RAKE接收機(jī)的原理圖如下4.5.4跳頻擴(kuò)頻通信系統(tǒng)FHSS

基本概念跳頻系統(tǒng)的抗干擾性能和在GSM系統(tǒng)的應(yīng)用

基本概念

跳頻擴(kuò)頻就是使窄帶數(shù)字已調(diào)信號的載波頻率在一個(gè)很寬的頻率范圍內(nèi)隨時(shí)間跳變，跳變的規(guī)律稱作跳頻圖案。接收機(jī)也按照這規(guī)律同步跳變調(diào)諧跳頻的規(guī)律實(shí)際上是可以重覆的偽隨機(jī)序列瞬時(shí)帶寬B跳頻信號的總帶寬W基本概念跳頻處理增益—GH=W/B=N跳頻系統(tǒng)具有碼分多址和頻帶共享的組網(wǎng)能力一般采用FSK的數(shù)字調(diào)制方式和非相干解調(diào)跳頻器由PN碼發(fā)生器和頻率合成器組合而成，完成擴(kuò)頻和解擴(kuò)慢跳頻和快跳頻在擴(kuò)頻信號帶寬比較寬的情況下，跳頻擴(kuò)頻比直接序列擴(kuò)頻更容易實(shí)現(xiàn)。跳頻系統(tǒng)的抗干擾性能利用跳頻序列的隨機(jī)性和為數(shù)眾多的頻率點(diǎn)，使得它和干擾信號的頻率發(fā)生沖突的概率大為減小，來實(shí)現(xiàn)抗干擾。在快跳頻系統(tǒng)中，所傳輸?shù)拇a元分布在多個(gè)頻率點(diǎn)上，抗干擾能力越強(qiáng)。跳頻系統(tǒng)的抗干擾性能用其跳頻處理增益表示。MobileCommunicationTheory跳頻系統(tǒng)在GSM系統(tǒng)中的應(yīng)用GSM系統(tǒng)在業(yè)務(wù)量大干擾大的情況下常常采用跳頻跳頻起著頻率分集的作用—減小瑞利衰落可以分散了來自其它小區(qū)的強(qiáng)干擾—抗同頻干擾4.6多天線和空時(shí)編碼4.6.1多天線技術(shù)

MIMO利用在發(fā)送端和接收端同時(shí)使用多天線來抑制信道衰落，從而大幅度地提高信道容量、抗衰落性能和頻譜利用率。首先介紹MIMO的系統(tǒng)模型，如圖4-61所示，圖

4-61MIMO的系統(tǒng)模型MIMO的系統(tǒng)模型圖4-61描述了一個(gè)包含

根發(fā)送天線，

根接收天線，并且采用空時(shí)編碼的MIMO系統(tǒng)模型。信道響應(yīng)矩陣為，假設(shè)總的發(fā)射功率為

，每根發(fā)送天線上的發(fā)射功率相同為

。經(jīng)過無線信道

后，MIMO系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型可以表示為MIMO的系統(tǒng)容量把信道矩陣進(jìn)行奇異值分解可以得到，通過引入矩陣變換，可以得到，

是秩為

的對角矩陣，對角線上元素為

。由此可以看出MIMO信道被變換為

個(gè)相互獨(dú)立的子信道的疊加。那么它的信道容量可以由獨(dú)立子信道的信道容量疊加得到，MIMO的復(fù)用與分集根據(jù)各根天線上發(fā)送信息的差別，MIMO可以分為發(fā)射分集技術(shù)和空間復(fù)用技術(shù)。發(fā)射分集技術(shù)指的是在不同的天線上發(fā)射包含同樣信息的信號(信號的具體形式不一定完全相同)，達(dá)到空間分集的效果，從而跟分集接收一樣能夠起到抗衰落的作用。例如采用STBC編碼形式，就可以得到空間分集增益。我們通常所說的空時(shí)編碼技術(shù)大部分都是針對空間分集來說的，具體內(nèi)容將在4.6.2中介紹?？臻g復(fù)用技術(shù)與發(fā)射分集不同，它在不同的天線上發(fā)射不同的信息，獲得空間復(fù)用增益，從而大大提高系統(tǒng)的容量和頻譜利用率。例如采用VBLAST編碼形式就可以增加系統(tǒng)容量。下面就介紹這種基于空間復(fù)用的分層空時(shí)碼。分層空時(shí)碼分層空時(shí)碼（LST）描述了空時(shí)多維信號的發(fā)送結(jié)構(gòu)，并且還可以和不同的編碼方式級聯(lián)。其中最著名的是垂直結(jié)構(gòu)的空時(shí)碼（VBLST），其主要原理是將信源數(shù)據(jù)先分為多個(gè)子數(shù)據(jù)流，然后對這些子數(shù)據(jù)流進(jìn)行獨(dú)立的信道編碼和調(diào)制，并在不同的天線上發(fā)送。如果與編碼器級聯(lián)，還有水平分層空時(shí)碼、對角化分層空時(shí)碼以及螺旋分層空時(shí)碼等。下面介紹最簡單也是應(yīng)用的最廣泛的VBLAST，它在不同天線上的數(shù)據(jù)并沒有正交性。垂直分層空時(shí)碼（VBLAST）（1）VBLAST的結(jié)構(gòu)如圖4-62所示，第

個(gè)子信道的調(diào)制器輸出的符號為

空時(shí)編碼器接收從并行信道調(diào)制器的輸出，按照垂直方向進(jìn)行空間編碼，可以得到第

根天線上待發(fā)送的數(shù)據(jù)圖

4-62VBLAST的結(jié)構(gòu)垂直分層空時(shí)碼（VBLAST）（2）

和的映射方式可以如圖4-63所示。按照垂直的方式，

中框里的第1列，第

列，……數(shù)據(jù)映射到第一根發(fā)送天線，第2列，第

列，……數(shù)據(jù)映射到第二根發(fā)送天線，以此類推完成所有編碼器輸出的映射。在接收端可以用多種方式實(shí)現(xiàn)VBLAST的譯碼，例如最大似然（ML）譯碼、迫零（ZF）算法、最小均方誤差（MMSE）算法以及連續(xù)干擾消除等。圖

4-63VBLAST的映射方式4.6.2空時(shí)編碼技術(shù)空時(shí)編碼（Space-TimeCoding）是無線通信的一種新的編碼和信號處理技術(shù)，它使用多個(gè)發(fā)射和接收天線進(jìn)行信息的發(fā)射與接收，可以大大改善無線通信系統(tǒng)的可靠性?？諘r(shí)編碼在不同天線發(fā)射的信號之間引入時(shí)域和空域相關(guān)，使得在接收端可以進(jìn)行分集接收。與不使用空時(shí)編碼的編碼系統(tǒng)相比，空時(shí)編碼可以在不犧牲帶寬的情況下獲得很高的編碼增益，在接收機(jī)結(jié)構(gòu)相對簡單的情況下，空時(shí)編碼的空時(shí)結(jié)構(gòu)可以有效提高無線傳輸系統(tǒng)的容量。空時(shí)分組碼（STBC）(1)Alamouti提出了采用兩個(gè)發(fā)射天線和一個(gè)接收天線的系統(tǒng)可以得到采用一個(gè)發(fā)射天線兩個(gè)接收天線系統(tǒng)同樣的分集增益?？諘r(shí)分組碼是將每

個(gè)輸入字符映射為一個(gè)

矩陣，矩陣的每行對應(yīng)在

個(gè)不同的時(shí)間間隔里不同天線上所發(fā)送的符號。下面是

的一個(gè)簡單的空時(shí)分組碼的例子，它的編碼矩陣為，在某時(shí)刻符號

分別在天線1,2上發(fā)送，在下個(gè)時(shí)刻兩個(gè)天線上發(fā)送的符號分別為

?？諘r(shí)分組碼（STBC）(2)用

表示第1,2個(gè)發(fā)射符號間隔接收天線的接收信號,采用最優(yōu)極大似然譯碼可得，對于STBC，為了要滿足各根天線上發(fā)送數(shù)據(jù)的正交，它的編碼矩陣需要滿足如下條件，空時(shí)格碼（STTC）（1）1.編碼器空時(shí)格碼的編碼過程將調(diào)制，編碼以及收發(fā)分集聯(lián)合優(yōu)化，采用格形圖編碼，其某個(gè)時(shí)刻天線上所發(fā)射的符號是由當(dāng)前輸入符號和編碼器的狀態(tài)決定的。對于空時(shí)分組碼來說，空時(shí)格碼本身不但提供了分集增益，而且還提供了編碼增益。在某一個(gè)時(shí)刻

，采用MPSK（

）符號映射的STTC編碼器結(jié)構(gòu)如圖4-64所示。圖4-64中的D表示延遲一個(gè)比特，假設(shè)發(fā)射天線數(shù)為

，

時(shí)刻輸入的比特流為

，連續(xù)輸入的比特流為空時(shí)格碼（STTC）（2）圖

4-64STTC編碼器結(jié)構(gòu)空時(shí)格碼（STTC）（3）經(jīng)過編碼調(diào)制后，

時(shí)刻輸出的MPSK空時(shí)符號為，調(diào)制符號序列為

，調(diào)制符號通過

根天線發(fā)送出去。2.網(wǎng)格圖STTC的編碼還可以用網(wǎng)格圖表示，每輸入的

個(gè)比特的數(shù)據(jù)流被映射為一個(gè)MPSK符號，然后再根據(jù)網(wǎng)格圖對符號進(jìn)行STTC編碼。當(dāng)發(fā)射天線數(shù)為2時(shí)，采用QPSK調(diào)制的網(wǎng)格圖如圖4-64所示，空時(shí)格碼（STTC）（4）圖

4-64STTC網(wǎng)格圖空時(shí)格碼（STTC）（5）網(wǎng)格圖右邊每一行中的每個(gè)元素由兩個(gè)符號組成，每根發(fā)射天線相應(yīng)地發(fā)射一個(gè)符號。斜線表示由于輸入的符號，編碼器的狀態(tài)相應(yīng)地由斜線的始端轉(zhuǎn)換到末端。對于QPSK調(diào)制包含了4個(gè)可能的符號，那么當(dāng)編碼器處于某一個(gè)狀態(tài)時(shí)，它的狀態(tài)就可以根據(jù)輸入的符號轉(zhuǎn)換為斜線所對應(yīng)的4個(gè)可能狀態(tài)中的一個(gè)。比如在圖(a)中，原始狀態(tài)為“2”，輸入符號為“1”，就根據(jù)“2”狀態(tài)下第2根線轉(zhuǎn)換到狀態(tài)“1”。在狀態(tài)“1”所對應(yīng)的這一行輸出元素中，根據(jù)輸入符號“1”可以得到輸出符號為“11”。由于空時(shí)格碼的最優(yōu)化設(shè)計(jì)暫時(shí)還沒有理論方法，目前最優(yōu)碼的獲得還是依靠計(jì)算機(jī)搜索。另外，對于空時(shí)格碼，譯碼器采用維特比算法來實(shí)現(xiàn)最大似然譯碼，研究簡單的譯碼算法一直是國內(nèi)外學(xué)者的目標(biāo)。4.7鏈路自適應(yīng)技術(shù)（1）4.7.1自適應(yīng)調(diào)制編碼（AMC）4.7.2混合自動請求重傳（HARQ）4.7鏈路自適應(yīng)技術(shù)（2）由于無線信道具有很強(qiáng)的時(shí)變特性，對于非自適應(yīng)的系統(tǒng)，就需要留出一定的鏈路余量來應(yīng)付信道條件惡劣的情況，當(dāng)然這也必然會降低信道利用率。那么如果能夠根據(jù)信道情況的變化，自適應(yīng)地調(diào)整發(fā)送信號的速率或者功率就可以更充分地利用各種資源。自適應(yīng)技術(shù)在物理層，鏈路層和網(wǎng)絡(luò)層都適用。物理層的自適應(yīng)技術(shù)包括自適應(yīng)調(diào)制編碼（AMC），功率控制，速率控制，錯(cuò)誤控制等?；旌献詣诱埱螅℉ARQ）是鏈路層的自適應(yīng)技術(shù)。網(wǎng)絡(luò)層的自適應(yīng)技術(shù)包括跨層協(xié)作等。4.7.1自適應(yīng)調(diào)制編碼1.AMC系統(tǒng)采用AMC技術(shù)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4-65所示，當(dāng)發(fā)送的信息經(jīng)過信道到達(dá)接收端時(shí)，先進(jìn)行信道估計(jì)，根據(jù)信道估計(jì)的結(jié)果對接收信號進(jìn)行解調(diào)和解碼，同時(shí)把信道估計(jì)的信息通過反饋信道發(fā)送給發(fā)端。發(fā)端根據(jù)反饋信息對信道的質(zhì)量進(jìn)行判斷，從而選擇適當(dāng)?shù)陌l(fā)送參數(shù)來匹配信道。AMC是根據(jù)反饋的信道信息自適應(yīng)地選擇調(diào)制編碼方式（MCS），來提高平均吞吐量。圖

4-65AMC系統(tǒng)框圖編碼調(diào)制聯(lián)合優(yōu)化（1）2.編碼調(diào)制聯(lián)合優(yōu)化Ungerboeck所提出的編碼調(diào)制聯(lián)合優(yōu)化可以實(shí)現(xiàn)很高的頻譜利用率。它將信道編碼和符號映射進(jìn)行聯(lián)合優(yōu)化，從而使系統(tǒng)無需額外的帶寬就能獲得顯著的編碼增益。Ungerboeck最早提出的格碼調(diào)制是通過子集劃分將卷積碼輸出映射到MQAM或者M(jìn)PSK的星座點(diǎn)上。下面簡要介紹編碼調(diào)制的一般原理，如圖4-66所示，圖

4-66編碼調(diào)制方式編碼調(diào)制聯(lián)合優(yōu)化（2）步驟：首先通過編碼器把k個(gè)數(shù)據(jù)比特編碼成為k＋r個(gè)比特。然后送入陪集選擇器，用k＋r個(gè)編碼比特從N維星座的

個(gè)子集中選出一個(gè)子集。接著送入星座點(diǎn)選擇器，用

個(gè)未編碼比特從所選子集中的

個(gè)星座點(diǎn)中選出一個(gè)星座點(diǎn)（

為編碼長度）。在星座映射時(shí)，把所選的N維星座點(diǎn)映射為連續(xù)

個(gè)二維星座點(diǎn)，最后再進(jìn)行調(diào)制。在收端過程正好相反，首先進(jìn)行解調(diào)，然后是從二維到N維的星座映射。譯碼時(shí)先將接收信號點(diǎn)判決為每個(gè)子集中距離最近的星座點(diǎn)，然后計(jì)算最大似然的子集序列。編碼調(diào)制聯(lián)合優(yōu)化（3）這種方案還可以區(qū)分出信道編碼帶來的增益和調(diào)制星座成形帶來的增益。如果編碼器是卷積編碼器，整個(gè)編碼調(diào)制方案稱為網(wǎng)格碼調(diào)制，如果編碼器是分組碼編碼器，則稱為點(diǎn)格碼調(diào)制。自適應(yīng)編碼調(diào)制就是將上述的網(wǎng)格碼或者點(diǎn)各碼與自適應(yīng)調(diào)制相結(jié)合，如圖4-67所示，這樣就能獲得額外的編碼增益。圖

4-67自適應(yīng)編碼調(diào)制4.7.2混合自動請求重傳差錯(cuò)控制技術(shù)是為了實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸下的低誤碼率性能。發(fā)端根據(jù)反饋信道上的鏈路性能，自適應(yīng)地發(fā)送相應(yīng)的數(shù)據(jù)。差錯(cuò)控制技術(shù)一般分為三類：重傳反饋（ARQ），前向糾錯(cuò)（FEC），混合自動重傳請求（HARQ）。ARQ方式是在發(fā)送端發(fā)送檢錯(cuò)碼，在接收端根據(jù)譯碼結(jié)果是否出錯(cuò)，然后通過反饋信道給發(fā)送端發(fā)送一個(gè)應(yīng)答信號正確（ACK）或者錯(cuò)誤（NACK）。發(fā)送端根據(jù)這個(gè)應(yīng)答信號來決定是否重發(fā)數(shù)據(jù)幀，直到收到ACK或者發(fā)送次數(shù)超過預(yù)先設(shè)定的最大發(fā)送次數(shù)后再發(fā)下一個(gè)數(shù)據(jù)幀。FEC方式是發(fā)端采用冗余較大的糾錯(cuò)編碼，接收端譯碼后能糾正一定程度上的誤碼。HARQ是把兩種方式結(jié)合起來的一種差錯(cuò)控制技術(shù)，它能夠使兩者優(yōu)勢互補(bǔ)，提高鏈路性能。HARQ的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)1.HARQ的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)采用HARQ技術(shù)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4-68所示，HARQ的基本思想就是發(fā)送端發(fā)送糾錯(cuò)碼組，發(fā)送之后并不馬上刪除而是存放在緩沖存儲器中，接收端接收到數(shù)據(jù)幀后通過糾錯(cuò)譯碼糾正一定程度的誤碼，然后再判斷信息是否出錯(cuò)。如果譯碼正確就通過反饋信道發(fā)送一個(gè)ACK應(yīng)答信號，反之就發(fā)送一個(gè)NACK。當(dāng)發(fā)送端接收到ACK時(shí)就發(fā)送下一個(gè)數(shù)據(jù)幀，并把緩存器里的數(shù)據(jù)幀刪除；當(dāng)發(fā)送端接收到NACK時(shí)，就把緩存器里的數(shù)據(jù)幀重新發(fā)送一次，直到收到ACK或者發(fā)送次數(shù)超過預(yù)先設(shè)定的最大發(fā)送次數(shù)為止，然后再發(fā)送下一個(gè)數(shù)據(jù)幀。圖

4-68HARQ的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)HARQ的重傳機(jī)制（1）HARQ的種類可以按照重傳機(jī)制和重傳數(shù)據(jù)幀的來劃分。2.HARQ的重傳機(jī)制停止等待型（SAW）SAW方式就是發(fā)送端在發(fā)送一個(gè)數(shù)據(jù)幀后就處于等待狀態(tài)，直到收到ACK才發(fā)送下一個(gè)數(shù)據(jù)幀或者收到NACK之后發(fā)送上一幀數(shù)據(jù)。原理如圖4-69所示：其中

、

表示經(jīng)過譯碼發(fā)現(xiàn)錯(cuò)誤的數(shù)據(jù)幀。采用這種方式信道就會經(jīng)常處于空閑狀態(tài)，傳輸效率以及信道利用率很低，不過實(shí)現(xiàn)簡單。圖

4-69SAW重傳機(jī)制HARQ的重傳機(jī)制（2）回退N步型（GBN）（1）GBN方式就克服了這種缺點(diǎn)而采用連續(xù)發(fā)送的方式，發(fā)送端的數(shù)據(jù)幀連續(xù)發(fā)送，接收端的應(yīng)答幀也連續(xù)發(fā)送。（2）假設(shè)在往返時(shí)延內(nèi)可以傳輸N個(gè)數(shù)據(jù)幀，那么第i個(gè)數(shù)據(jù)幀的應(yīng)答幀會在發(fā)送第

個(gè)數(shù)據(jù)幀之前到達(dá)。（3）已發(fā)送的N個(gè)數(shù)據(jù)并不立即刪除而是存放在存儲器中直到它的ACK應(yīng)答幀到達(dá)或者超過最大重傳次數(shù)為止。（4）當(dāng)?shù)趇個(gè)數(shù)據(jù)幀的應(yīng)答幀為ACK則繼續(xù)發(fā)第

個(gè)數(shù)據(jù)，如果為

NACK則退回N步發(fā)送第