單片開關(guān)電源工作模式的設(shè)定及反饋理論分析

單片開關(guān)電源工作模式的設(shè)定及反饋理論分析摘要：首先介紹單片開關(guān)電源連續(xù)模式和不連續(xù)模式的設(shè)定方法，然后以TOPSwitch的基本反饋電路為例，對這兩種工作模式的反饋理論作深入分析。單片開關(guān)電源有兩種基本工作模式，一種是連續(xù)傳輸模式（簡稱連續(xù)模式）；另一種為不連續(xù)傳輸模式（簡稱不連續(xù)模式）。下面首先介紹兩種工作模式的設(shè)定方法及功耗比較，然后闡述兩種工作模式的反饋理論。1單片開關(guān)電源兩種工作模式的設(shè)定1.1連續(xù)模式及不連續(xù)模式的特點連續(xù)模式的特點是高頻變壓器在每個開關(guān)周期都是從非零的能量儲存狀態(tài)開始的。不連續(xù)模式的特點是儲存在高頻變壓器中的能量在每個開關(guān)周期內(nèi)都要完全釋放掉。由圖1所示開關(guān)電流波形上可以看出二者的區(qū)別。連續(xù)模式的開關(guān)電流先從一定幅度開始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零。此時，初級脈動電流（IR）與峰值電流（IP）的比例系數(shù)KRP<1.0，/h—Ahi1"fv</r 〔I>即-J建敕工作模式U.）不建續(xù)工作模式圖】升美電流的渡行不連續(xù)模式的開關(guān)電流則是從零開始上升到峰值，再迅速降到零。此時KRP=1.0，即IP=IP（2）工作模式的設(shè)定利用IR與IP的比例關(guān)系，亦即KRP的數(shù)值，可以定量地描述單片開關(guān)電源的工作模式。KRP的取值范圍是0?1.0。若取IR=IP，即KRP=1.0，就將開關(guān)電源設(shè)定在不連續(xù)模式。當(dāng)IR<IP，即KRP<1.0時，開關(guān)電源就被設(shè)定為連續(xù)模式。具體講，這又分兩種情況：1）當(dāng)0<IR<IP，即0<KRP<1.0時處于連續(xù)模式；2）理想情況下，IR=0，KRP=0，表示處于絕對連續(xù)模式，或稱作極端連續(xù)模式，此時初級電感量LP一，而初級開關(guān)電流呈矩形波。實際上在連續(xù)模式與不連續(xù)模式之間并無嚴格界限，而是存在一個過渡過程。對于給定的交流輸入電壓范圍，KRP值較小，就意味著更為連續(xù)的工作模式和相對較大的初級電感量，并且初級的IP和IRMS較小，此時可選用功率較小的TOPSwitch芯片和較大尺寸的高頻變壓器來實現(xiàn)優(yōu)化設(shè)計。反之，KRP值較大，就表示連續(xù)程度較差，初級電感量較小，而IP與IRMS較大，此時須采用功率較大的TOPSwitch芯片，配尺寸較小的高頻變壓器。綜上所述，選擇KRP值就能設(shè)定開關(guān)電源的工作模式。設(shè)定過程為：

HP<LOTHP<LOT連續(xù)模式。對于85?265V寬范圍輸入或230V固定輸入的交流電壓，選擇KRP=0.6?1.0比較合適。兩種工作模式的功耗比較下面給出兩個設(shè)計實例，能夠說明在寬范圍輸入時，KRP=1.0（不連續(xù)模式）、KRP=0.4（連續(xù)模式）所對應(yīng)的IP與IRMS值的變化情況。由此可對兩種工作模式下的TOPSwitch功率損耗加以比較。1）不連續(xù)模式的設(shè)計實例=80^o已知工作參數(shù)：KRP=1.0,UImin=90V，Dmax=0.6,PO=30W，電源效率=80^o初級峰值電流IP既可表示為IR和KRP的函數(shù)，又可表示為基本參數(shù)（PO、Ulmin、Dmax、）和IR的函數(shù)。有關(guān)系式/r=Ai-R，/nhmJ'",",一+5"hmJ'",",將⑶式整理成九二儲」/，.冉代人⑷式.從中可鞘?出卜『1來？最后得到II.TJ“…■叩—2-A%)把UImin=90V,Dmax=o.6, =8（%,PO=30W,KRP=1.。代入（5）式中計算出IP=1.39A。進而求出初級電流有效值2）連續(xù)模式的設(shè)計實例已知工作參數(shù)：KRP=0.4，UImin=90V，Dmax=0.4,PO=3oW， =8佻。與上例的區(qū)別僅是KRP變成0.4，Dmax降至。.4，這就表示工作在更為連續(xù)的模式。同理可計算出IP=0.87AIRMS=0.54A不難求出，連續(xù)模式的峰值電流僅為不連續(xù)模式峰值電流的63%，而有效值電流是不連續(xù)模式的87%。由此可見，對于給定的TOPSwitch芯片，兩種工作模式下的功耗之比為二(87%)2=75.7%這表明在同樣條件下，采用連續(xù)模式可比不連續(xù)模式減小24.3%的功耗。換言之，對于同樣的輸出功率，采用連續(xù)模式可使用功率較小的TOPSwitch芯片，或者允許TOPSwitch工作在較低的損耗下。此外，設(shè)計成連續(xù)模式時，初級電路中的交流成分要比不連續(xù)模式低，并能減小趨膚效應(yīng)以及高頻變壓器的損耗。2單片開關(guān)電源的反饋理論分析下面以TOPSwitch的基本反饋電路為例，對不連續(xù)模式和連續(xù)模式的反饋理論作深入分析。需要說明，這里講的反饋理論僅討論初級繞組與輸出電路之間的相互作用。這與由反饋繞組及其外圍電路構(gòu)成的控制電路是兩個概念，后者專用來調(diào)節(jié)占空比的，因此下述討論不涉及

反饋繞組?；痉答佭^程TOPSwitch系列單片開關(guān)電源可視為單片組合器件，它將高壓功率開關(guān)管(MOSFET)以及所需全部模擬與數(shù)字電路組合在一起，完成輸出隔離、脈寬調(diào)制及多種保護功能。TOPSwitch的基本反饋電路如圖2所示。對該電路稍加改動，即可實現(xiàn)單路或多路輸出、升壓或降壓輸出、正壓或負壓輸出。在TOPSwitch的基本反饋電路中，高頻變壓器具有能量儲存、隔離輸出和電壓變換這三大功能。圖中的NP、NS、NF分別代表初級繞組、次級繞組、反饋繞組以及各自的匝數(shù)。瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)和超快恢復(fù)二極管(SRD)構(gòu)成了鉗位保護電路，能吸收初級漏感所產(chǎn)生的尖峰電壓。VD為輸出整流管，C2是輸出濾波電容，RL為負載電阻。UO為輸出電壓。圖2中省略了交流輸入及整流濾波電路。交流電經(jīng)過整流橋和濾波電容，產(chǎn)生直流輸入高壓UI，當(dāng)TOPSwitch導(dǎo)通時VD處于截止?fàn)顟B(tài)，而初級電流沿斜線上升。有公式式中，IPRI為初級(PRIMARY)電流，它包含著峰值電流IP和脈動電流IR。II是初級電流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏一源導(dǎo)通電壓，tON為導(dǎo)通時間。由于VD截止，初級與輸出負載隔離，因此原來儲存在C2上的電能就給負載供電，維持輸出電壓不變。此時電能以磁場能量的形式儲存在高頻變壓器內(nèi)。在TOPSwitch關(guān)斷期間，高頻變壓器中的磁通量開始減小，并且次級繞組的感應(yīng)電壓極性發(fā)生變化，使得VD因正向偏置而導(dǎo)通。儲存在高頻變壓器中的能量就傳輸?shù)捷敵鲭娐?，一方面給RL供電，另一方面還給C2重新充電。次級電流就從初始值按下式衰減：式中，IS為次級(SECONDARY)電流，IPNP/NS為次級電流的初始值。IP為初級電流在TOPSwitch導(dǎo)通結(jié)束前的峰值。UF1為輸出整流管VD的正向?qū)▔航?。tOFF是TOPSwitch輸出電流就由C2來提供。的關(guān)斷時間。在TOPSwitch關(guān)斷期間，如次級電流輸出電流就由C2來提供。TOPSwitch有兩種工作方式，這取決于關(guān)斷期間最后的IS值。若在關(guān)斷期間IS衰減到零，就工作在不連續(xù)方式。若IS的衰減結(jié)果仍大于零，則工作在連續(xù)模式。實際情況下兩種工作模式的反饋原理在理想情況下，不考慮反饋電路中寄生元件（分布電容和泄漏電感）的影響。但實際情況下必須考慮分布電容和泄漏電感的影響，因此在工作波形中存在尖峰電壓和尖峰電流。1）實際不連續(xù)模式的反饋原理實際不連續(xù)模式的工作波形及簡化電路原理如圖3所示。由圖3（b）可見，在不連續(xù)模式下每個開關(guān)周期被劃分成3個階段。另外，在實際電路中還存在著3個寄生元件：初級繞組的漏感LP0，次級繞組的漏感LS0，分布電容CD。其中，CD是TOPSwitch的輸出電容COSS與高頻變壓器初級繞組的分布電容CXT之和，即CD=COSS+CXT。下面專門討論這些寄生元件對電路的影響。7■?!(工作發(fā)壽KiPSuildi用3工麻匚通結(jié)現(xiàn)或的反純用不在階級1，隨著TOPSwitch導(dǎo)通，CD就放電。上一周期結(jié)束時儲存在CD上的能量ED在初始就被釋放掉。因為ED與UCD2成正比，所以當(dāng)CD的容量較大時，電源效率會明顯降低，這在UI很高時更是如此。需要說明，在階段1因高頻變壓器正在儲存能量且次級繞組的電流為零，故漏感的影響可不予考慮。在階段2,TOPSwitch關(guān)斷。上一階段中高頻變壓器儲存的能量傳輸給次級繞組。此時漏感LP0和LS0都試圖阻礙電流的變化。具體講，LP0是要阻礙初級電流IPRI的減少，而LS0試圖阻礙次級電流IS的增大。于是在IPRI減小和IS增大的過程中，就形成一個交叉區(qū)”最終結(jié)果是IPRI沿斜線降為零，其斜率由漏感LP0和初級電壓所決定；IS則沿斜線上升到峰值ISP,斜率由漏感LS0和次級電壓所決定。關(guān)鍵問題是在交叉區(qū)內(nèi)初級電流必須保持連續(xù)。當(dāng)被衰減的初級電流流過CD時，就將CD充電到UP。這個由漏感LP0產(chǎn)生的峰值電壓就疊加在UDS的波形上，形成漏感尖峰電壓，亦稱作漏一源峰值脈沖。有關(guān)系式UDS=UI+UOR+UP（8）在實際電路中利用鉗位保護電路，可將UDS鉗制在TOPSwitch的漏一源擊穿電壓額定值（700V或350V，視芯片而定）以下，避免因UP使UDS升高而損壞芯片。在階段3,感應(yīng)電壓UOR降為零。高頻變壓器已將在階段1存儲的能量全部釋放掉，使漏一源電壓從階段2結(jié)束時的UDS=UI+UOR,降低到UDSU。但由于該電壓變化又通過激勵由雜散電容和初級電感構(gòu)成的諧振電路，產(chǎn)生衰減震蕩波形，并疊加到UDS波形上，直到TOPSwitch再次導(dǎo)通時才停振，因此在階段3的UDS波形出現(xiàn)了波谷與波峰。顯然，這個衰減振蕩波形對CD上的電壓和能量，起到了調(diào)制作用，并在下一個開關(guān)周期開始時，決定轉(zhuǎn)換的功率損耗。2）實際連續(xù)模式的反饋原理實際連續(xù)模式的反饋電路中也存在著與不連續(xù)模式相同的寄生元件，另外還需考慮輸出電路的實際特性。理想的整流管應(yīng)當(dāng)沒有正向?qū)▔航岛头聪蚧謴?fù)時間。結(jié)型整流管的反向恢復(fù)時間是由少數(shù)載流子通過二極管結(jié)點而產(chǎn)生的，肖特基二極管則是由結(jié)電容引起的。對于單片開關(guān)電源，推薦使用反向恢復(fù)時間極短的肖特基二極管，或者超快恢復(fù)二極管作為輸出整流管。不得使用普通低速整流管，因為后者不僅使得高頻損耗增大、效率降低，還會造成整流管的熱擊穿。實際連續(xù)模式的工作波形如圖4所示。在階段1,TOPSwitch開始導(dǎo)通時次級仍有電流通過，這說明在導(dǎo)通瞬間，UDS=UI+UOR,而不是UDS=0。其結(jié)果是TOPSwitch導(dǎo)通功耗比不連續(xù)模式要高一些。這是由于在分布電容CD上還存儲額外能量的緣故。此外，在次級繞組輸出關(guān)斷之前，還必須對次級漏感LS0充電，致使在IS增大、IPRI減小過程中又產(chǎn)生了電流交叉現(xiàn)象。一旦LS0被充好電，輸出整流管就被反向偏置而截止，使次級電流IS變?yōu)榱悖鳬S的這一變化又感應(yīng)到初級繞組，導(dǎo)致初級電流波形的前沿出現(xiàn)了一個反向恢復(fù)電流峰值（尖峰電流）。該尖峰電流使初級電流瞬間突然增大，很容易造成內(nèi)部過流保護電路誤動作。為此，TOPSwitch內(nèi)部專門設(shè)計了前沿閉鎖