一種雙載波-正交頻分復(fù)用的uwb寬帶通信方案

一種雙載波-正交頻分復(fù)用的uwb寬帶通信方案

1uwb方案近年來，無線無線通信無線通信技術(shù)已成為世界通信領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)技術(shù)。無線網(wǎng)絡(luò)概念（wlan）和無線區(qū)域網(wǎng)絡(luò)概念（wpan）的概念已經(jīng)引發(fā)了關(guān)于短距離無線通信的研究的高潮。uwb通信技術(shù)主要應(yīng)用于無線區(qū)域網(wǎng)絡(luò)。通信原理表明，系統(tǒng)帶寬寬，信號平均功率低?；谕ㄐ旁恚瑢拵ㄐ畔到y(tǒng)可以與現(xiàn)有的通信系統(tǒng)共存，提高頻帶利用率，保密性好，多徑分辨率能力強(qiáng)。通信技術(shù)非常適合室內(nèi)通信技術(shù)。聯(lián)邦通信委員會（ic）初步定義了超寬帶的帶寬大于500hz或相對帶寬（即10db帶寬小于中心頻率）。這一定義表明，當(dāng)前的uwb不僅限于第一個(gè)無線技術(shù)，而且還包括使用帶寬帶譜的通信形式。目前,UWB系統(tǒng)的兩個(gè)主要候選方案:Motorola、XtremeSpectrum等公司提出的直接序列超寬帶(DS-UWB)和Intel、TI等公司提出的多帶-正交頻分復(fù)用超寬帶(MB-OFDMUWB)方案.后者是將UWB信號搬移到合適的頻段進(jìn)行傳輸,從而可以更加靈活有效地利用頻譜資源,調(diào)制載波系統(tǒng)的信號處理方法與一般通信系統(tǒng)的方法類似.MB-OFDMUWB方案的特點(diǎn)是:在3.1～10.6GHz共7.5GHz帶寬范圍內(nèi),分成128個(gè)子帶,每個(gè)子帶需用528MHz的帶寬,其中100個(gè)子帶用于用戶傳輸數(shù)據(jù),6個(gè)為空子帶,12個(gè)用于承載導(dǎo)頻信號,另10個(gè)子帶為用戶自定義.在本實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中,射頻的工作頻率范圍為3.2～3.7GHz,由于基帶模數(shù)/數(shù)模(ADC/DAC)芯片的限制,將子帶帶寬由528MHz降至264MHz,其余特性做相應(yīng)調(diào)整.盡管子帶帶寬為264MHz,對射頻部分的硬件如低噪聲放大器、解調(diào)器等也提出了很高要求,現(xiàn)有器件很難實(shí)現(xiàn).故作者之前提出了一種四載波的處理方案來解決MB-OFDMUWB帶寬問題,每個(gè)子載波的處理帶寬為66MHz,但這種方案大大增加了射頻電路的復(fù)雜度、成本和系統(tǒng)功耗.綜上所述,本文提出了一種針對MB-OFDMUWB系統(tǒng)的低復(fù)雜度射頻接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)方案:雙載波-正交頻分復(fù)用(Dual-CarrierOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,DC-OFDM)UWB實(shí)現(xiàn)方案.該方案是將系統(tǒng)的復(fù)雜度、系統(tǒng)功耗和硬件實(shí)現(xiàn)難度加以折衷,每個(gè)子載波的處理帶寬最高可達(dá)132MHz,為UWB系統(tǒng)設(shè)計(jì)提供了一個(gè)合理的解決方案.2射頻子系統(tǒng)設(shè)計(jì)按照FCC的規(guī)定,超寬帶無線系統(tǒng)的輻射信號具有超寬頻帶和極低功率譜密度兩大特點(diǎn),這對超寬帶系統(tǒng)性能提出了較高的要求,高性能接收機(jī)是實(shí)現(xiàn)超寬帶通信的關(guān)鍵.基于現(xiàn)有硬件條件的限制,提出了與MB-OFDMUWB方案兼容的DC-OFMDUWB方案,為UWB系統(tǒng)提供了方案實(shí)現(xiàn)的硬件平臺.該方案是在不改變MB-OFDMUWB方案的原理、結(jié)構(gòu)的前提下,將每個(gè)子頻帶的帶寬變?yōu)樵瓉韼挼囊话?其相關(guān)參數(shù)也按比例進(jìn)行變化,接收端的基帶算法不變,這樣,可以直接進(jìn)入后續(xù)的ASIC設(shè)計(jì).射頻子系統(tǒng)的方案原理框圖如圖1所示.該方案采用了兩個(gè)相鄰的子載波實(shí)現(xiàn)寬帶通信的目的,兩個(gè)子載波是在中頻部分采用合路/分路的方式,降低系統(tǒng)的復(fù)雜度,提高系統(tǒng)的性能.DC-OFDMUWB射頻子系統(tǒng)是基于TDD工作方式,系統(tǒng)的收發(fā)工作狀態(tài)是由收發(fā)開關(guān)進(jìn)行切換,工作頻率范圍為3.2～3.7GHz.本文主要是對射頻接收機(jī)進(jìn)行研究.接收機(jī)主要是由射頻帶通濾波器(BandPassFilter,BPF)、收發(fā)切換開關(guān)(T/RSwitch)、寬帶低噪聲放大器(LowNoiseAmplifier,LNA)、下變頻器(DownConverter)、射頻頻率合成器(RFSynthesizer)、中頻放大器(IFAMP)、中頻雙工器(Duplexer)、中頻自動(dòng)增益控制放大器(IFAGC)、中頻頻率合成器(IFSynthesizer)和寬帶正交解調(diào)器(Demodulator)等組成.DC-OFDMUWB采用的是正交頻分多址(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,OFDM)技術(shù),是一種特殊的多載波傳輸方案,其主要優(yōu)勢在于較好的抗頻率選擇性衰落、較好的抗窄帶干擾能力和較高的數(shù)據(jù)傳輸速率.3核心部件設(shè)計(jì)為了保證系統(tǒng)的性能,需要對射頻接收機(jī)的核心部件進(jìn)行合理設(shè)計(jì)和詳細(xì)仿真,主要核心部件包括:寬帶低噪聲放大器、頻率合成器和寬帶解調(diào)器.下面就這些部件具體說明.3.1uwb接收靈敏度射頻接收機(jī)的主要任務(wù)是將發(fā)射機(jī)發(fā)射出的雙載波射頻信號變換為基帶處理部分能處理的基帶信號,接收機(jī)的接收靈敏度是關(guān)鍵指標(biāo),該指標(biāo)主要是由接收機(jī)整機(jī)的噪聲系數(shù)(NoiseFigure,NF)決定.根據(jù)接收機(jī)噪聲系數(shù)的公式,通常接收機(jī)整機(jī)噪聲系數(shù)主要由第一級低噪聲放大器(LNA)的噪聲系數(shù)決定,如公式(1)所示.F=F1+F2?1G1+F3?1G1?G2+?+Fn?1G1?G2?Gn?1(1)F=F1+F2-1G1+F3-1G1?G2+?+Fn-1G1?G2?Gn-1(1)在本文設(shè)計(jì)的射頻接收機(jī)中,為了進(jìn)一步降低接收機(jī)硬件實(shí)現(xiàn)的難度,接收的雙載波射頻信號公用同一個(gè)低噪聲放大器和下變頻器(DownConverter),雙載波信號的分路處理是在中頻部分完成,為寬帶無線通信系統(tǒng)提供了一個(gè)很好的解決方案.依據(jù)FCC的802.15.3a關(guān)于UWB接收機(jī)靈敏度要求,在誤包率(PacketErrorRate,PER)不超過8%的情況下,數(shù)據(jù)速率在110Mbps的最小接收靈敏度電平為-79.7dBm.具體推導(dǎo)如下:系統(tǒng)的信息數(shù)據(jù)速率Rb:110Mb/s;平均發(fā)射功率PT:-10.3dBm;發(fā)送天線增益GT:0dBi;系統(tǒng)的幾何中心頻率(fc′)約為:3.44GHz(fc′=fminfmax???????√?fmin(fc′=fminfmax?fmin和fmax是頻譜的10dB低端、高端頻率);距離為10m的路徑損耗(L):63.2dB(L=20log10(4πfc′/c)+20log10d,c=3×108m/s);接收天線增益(GR):0dBi;平均接收功率(PR):-73.5dBm(PR=PT+GT+GR-L)天線輸出端每比特噪聲平均功率(N):-93.6dBm(N=-174+10log10Rb);若接收機(jī)的噪聲系數(shù)(NF):6.6dB;射頻接收機(jī)輸出端每比特平均噪聲功率(PN):-87dBm(PN=N+NF);射頻子系統(tǒng)輸出端信噪比(Eb/N0):13.5dB(So=PR-PN);接收機(jī)需要的信噪比Eb/N0(S):4dB;實(shí)現(xiàn)損耗I:3.3dB;接收機(jī)鏈路裕量M:6.2dB(M=PR-PN-S-I);接收機(jī)的最小接收靈敏度(SE=PN+S+I):-79.7dBm.由上述推導(dǎo)可知,在滿足10m的通信距離,通信速率為110Mbps時(shí),當(dāng)接收機(jī)的噪聲系數(shù)為6.6dB時(shí),接收機(jī)的最小接收靈敏度可達(dá)為-79.7dBm,若接收機(jī)的噪聲系數(shù)小于6.6dB時(shí),接收機(jī)的靈敏度將更高.依據(jù)這個(gè)要求,我們選擇合適的低噪聲放大器,采用兩級級聯(lián)的形式,對低噪聲放大器進(jìn)行仿真,仿真原理圖和結(jié)果如圖2和圖3所示.對于LNA的設(shè)計(jì)主要從噪聲系數(shù)、功率增益、線性范圍和級間匹配四點(diǎn)考慮,而在UWB射頻前端,級間匹配的設(shè)計(jì)最為復(fù)雜,所以本文主要討論LNA的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì).由仿真原理圖可知,在低噪聲放大器前加了一個(gè)射頻帶通濾波器,可以濾除帶外的干擾和鏡頻干擾信號.級間不匹配易造成射頻信號的反射與損耗,因此必須采用匹配網(wǎng)絡(luò)來改善端口駐波.若采用集總參數(shù)元件構(gòu)成的匹配網(wǎng)絡(luò)很難實(shí)現(xiàn)寬帶匹配.故在設(shè)計(jì)中在兩級放大器之間采用了π型衰減網(wǎng)絡(luò),使級間具有更好的寬帶匹配特性.從圖3的仿真結(jié)果中可以看出,由于采用了π型衰減網(wǎng)絡(luò),低噪聲放大器的增益和噪聲系數(shù)均得到了改善,該低噪聲放大器的中心頻率為3.45GHz,帶寬高達(dá)500MHz,噪聲系數(shù)NF為1.5dB,增益G為22dB,具有較好的帶內(nèi)增益、噪聲系數(shù)平坦特性,完全滿足接收系統(tǒng)的性能要求.3.2射頻頻率合成器性能指標(biāo)的仿真分析由于MB-OFDMUWB系統(tǒng)是將信號的總帶寬劃分為若干較小的頻帶,每個(gè)子帶采用OFDM技術(shù).OFDM是一種無線環(huán)境下的高速傳輸技術(shù),其主要思想是在頻域內(nèi)將信號分成若干正交子信道,每個(gè)子信道使用子載波進(jìn)行調(diào)制,并將各個(gè)子載波并行傳輸.這樣,盡管總的信道是非平坦的,但是每個(gè)子信道是相對平坦的,在每個(gè)子信道上進(jìn)行窄帶傳輸,信道帶寬小于信號的相應(yīng)帶寬,可以大大消除信號波形間干擾(ISI).在OFDM系統(tǒng)中,各個(gè)子信道的載波相互正交,它們的頻譜是相互重疊的,這樣即減小了子載波的相互干擾,又提高了頻譜利用率.但是OFDM也存在缺點(diǎn),它對頻偏和相位噪聲非常敏感,這主要由頻率合成器的特性決定的.由于OFDM系統(tǒng)區(qū)分各個(gè)子信道的方法是利用各個(gè)子載波之間的嚴(yán)格正交性,頻偏和相位噪聲使各個(gè)子載波間的正交特性惡化,僅1%的頻偏就會使信噪比下降30dB.所以,射頻頻率合成器和中頻頻率合成器設(shè)計(jì)成為接收機(jī)的關(guān)鍵技術(shù).頻率合成器主要由電壓控制振蕩器(VoltageControlOscillator,VCO)、鎖相環(huán)芯片,低通環(huán)路濾波器等組成.在DC-OFDM-UWB射頻接收機(jī)中,電壓控制振蕩器采用了Colplitts振蕩電路來實(shí)現(xiàn).由于該電路結(jié)構(gòu)簡單,理論分析較為成熟,可參閱相關(guān)的參考文獻(xiàn).在仿真與實(shí)際測試中發(fā)現(xiàn),射頻頻率合成器主要起了頻譜搬移的作用,其特性對OFDM接收機(jī)影響有限.在研究中還發(fā)現(xiàn),解調(diào)器的性能除了與解調(diào)器電路本身設(shè)計(jì)有關(guān),還與中頻頻率合成器的特性密切相關(guān),故需要指標(biāo)好的中頻頻率合成器.利用ADS仿真軟件,對中頻頻率合成器的關(guān)鍵部件-壓控振蕩器的相位噪聲進(jìn)行仿真,仿真出中頻頻率為1GHz的振蕩器,在偏離中心頻率10kHz的相位噪聲為-95dBc/Hz.經(jīng)過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,該指標(biāo)滿足解調(diào)器的性能指標(biāo)要求.3.3多通道口的qpsk仿真在DC-OFDMUWB系統(tǒng)中,每個(gè)子載波采用QPSK調(diào)制方式.QPSK是一種線性調(diào)制,具有較高的頻譜利用率.信號軌跡經(jīng)過零點(diǎn),幅度變化范圍大,包絡(luò)波動(dòng)大,對器件的線性要求高.在通信系統(tǒng)中,衡量OFDM接收機(jī)性能的主要指標(biāo)是誤包率.當(dāng)接收機(jī)具有較低的噪聲系數(shù)、較好的頻率源相位噪聲特性時(shí),該指標(biāo)主要是由解調(diào)器的解調(diào)精度決定.對于QPSK系統(tǒng),接收機(jī)的解調(diào)精度用矢量調(diào)制誤差(EVM)來表示.設(shè)接收機(jī)在一個(gè)時(shí)隙T內(nèi)的輸出波形為V(t),0<t<T,而理想輸出波形應(yīng)為S(t),0<t<T,則EVM可表示為EVM2=∫T0[V(t)?S(t)]2dt∫T0V2(t)dt(2)EVΜ2=∫0Τ[V(t)-S(t)]2dt∫0ΤV2(t)dt(2)該指標(biāo)主要由解調(diào)器的移相誤差、幅度誤差,中頻濾波器的幅度特性、相位特性,本振相位噪聲和器件的非線性特性等決定.用ADS仿真軟件對接收機(jī)的兩個(gè)中頻載波進(jìn)行QPSKEVM仿真,仿真結(jié)果如圖4所示.4低頻頻率合成器的相干合成依據(jù)上述接收機(jī)理論和仿真結(jié)果,設(shè)計(jì)電路,制作出DC-OFDMUWB射頻接收機(jī),并對射頻指標(biāo)進(jìn)行詳細(xì)測試,測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合的較好.具體測試如下.射頻接收機(jī)噪聲系數(shù)的測試結(jié)果如圖5所示,在中心頻率3.45GHz附近測得的最大噪聲系數(shù)為2.2dB,增益為22dB,噪聲系數(shù)和增益都有較好的帶內(nèi)平坦特性,與仿真結(jié)果吻合的較好,完全滿足接收機(jī)鏈路計(jì)算中對噪聲系數(shù)的要求,保證了接收機(jī)的接收靈敏度.中頻頻率合成器的近端相位噪聲測試結(jié)果如圖6所示.可以看出,中頻載波為1.188GHz,在偏離中心頻率1kHz處的相位噪聲為-91dBc/Hz;中頻載波為1.452GHz,在1kHz處的相位噪聲為-90dBc/Hz.由于OFDM系統(tǒng)對頻率合成器的相位噪聲比較敏感,經(jīng)過測試,設(shè)計(jì)出的中頻和射頻頻率合成器完全滿足整系統(tǒng)的要求.在射頻接收機(jī)性能調(diào)試中,由于沒有相關(guān)的UWB信號源和測試接收機(jī),我們用WCDMA下行導(dǎo)頻信號模擬UWB的子載波信號,測試接收機(jī)的解調(diào)精度,測試結(jié)果如圖7所示.這樣能反映出接收機(jī)的解調(diào)精度,同時(shí),為了測試射頻接收機(jī)的子帶內(nèi)平坦度特性,我們對接收的模擬I路和Q路頻譜進(jìn)行了測試,如圖8所示.綜合這兩個(gè)指標(biāo)的測試,基本能反映出寬帶解調(diào)器的特性.由圖7可以看到中頻載波頻率為1.188GHz的QPSKEVM為2.37%,載波頻率為1.452GHz的解調(diào)器的QPSKEVM為1.7%.實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合.由圖8的頻譜圖可以看出,接收的I、Q信號在110MHz帶寬內(nèi)帶內(nèi)波動(dòng)約為±2dB.在實(shí)際數(shù)據(jù)文件傳輸中,接收的I、Q時(shí)域波形