重點講解LDO噪聲

重點講解 噪聲引言隨著通信信道的復(fù)雜度和可靠性不斷增加，人們對于電信系統(tǒng)的要求和期望也不斷提高。這些通信系統(tǒng)高度依賴于高性能、高時鐘頻率和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器器件，而這些器件的性能又非常依賴于系統(tǒng)電源軌的質(zhì)量。當(dāng)使用一個高噪聲電源供電時，時鐘或者轉(zhuǎn)換器IC無法達到最高性能。僅僅只是少量的電源噪聲，便會對性能產(chǎn)生極大的負面影響。本文將對一種基本LDO拓撲進行仔細研究，找出其主要噪聲源，并給出最小化其輸出噪聲的一些方法。表明電源品質(zhì)的一個關(guān)鍵參數(shù)是其噪聲輸出，它常見的參考值為RMS噪聲測量或者頻譜噪聲密度。為了獲得最低RMS噪聲或者最佳頻譜噪聲特性，線性電壓穩(wěn)壓器（例如：低壓降電壓穩(wěn)壓器，LDO），始終比開關(guān)式穩(wěn)壓器有優(yōu)勢。這讓其成為噪聲敏感型應(yīng)用的選擇?；綥DO拓撲一個簡單的線性電壓穩(wěn)壓器包含一個基本控制環(huán)路，其負反饋與內(nèi)部參考比較，以提供恒定電壓—與輸入電壓、溫度或者負載電流的變化或者擾動無關(guān)。圖1顯示了一個LDO穩(wěn)壓器的基本結(jié)構(gòu)圖。紅色箭頭表示負反饋信號通路。輸出電壓VOUT通過反饋電阻R1和R2分壓，以提供反饋電壓VFB。VFB與誤差放大器負輸入端的參考電壓VREF比較，提供柵極驅(qū)動電壓VGATE。最后，誤差信號驅(qū)動輸出晶體管NFET,以對VOUT進行調(diào)節(jié)。VgateOUTMod&(VQVTVgateOUTMod&(VQVTJFBNode(V向圖1LDO負反饋環(huán)路簡單噪聲分析以圖2作為開始。藍色箭頭表示由常見放大器差異代表的環(huán)路子集（電壓跟隨器或者功率緩沖器）。這種電壓跟隨器電路迫使VOUT跟隨VREF。VFB為誤差信號，其參考VREF。在穩(wěn)定狀態(tài)下，VOUT大于VREF，其如方程式1所描述：

圖2LDO參考電壓緩沖其中，1+R1/R2為誤差放大器必須達到穩(wěn)態(tài)輸出電壓(VOUT)的增益。假設(shè)電壓參考不理想，并在其DC輸出電壓(VREF)上有一個有效噪聲因數(shù)VN(REF)。假設(shè)圖2中所有電路模塊均理想，VOUT便為噪聲源的函數(shù)?？梢暂p松地對方程式1進行修改，以考慮到噪聲源，如方程式2所示：其中，VN(REF)為輸出的單獨噪聲影響因素，如方程式3所示：%(口UT)=J+晟JVn(r即］ (3)通過方程式2和3，我們可以清楚地看到，更高的輸出電壓產(chǎn)生更高的輸出噪聲。反饋電阻R1和R2設(shè)置(或者調(diào)節(jié))輸出電壓，從而設(shè)置輸出噪聲電壓。因此，許多LDO器件的特點是，噪聲性能與輸出電壓有關(guān)。例如，VN=16uVRMSxVOUT說明了一種標(biāo)準(zhǔn)的輸出噪聲描述方式。主要LDO輸出電壓噪聲源對于大多數(shù)典型的LDO器件來說，主要輸出噪聲源為方程式3所示經(jīng)過放大的參考噪聲。雖然總輸出噪聲因器件不同而各異，但一般都是如此。圖3為一個完整的結(jié)構(gòu)圖，顯示了其各個電路組件的相應(yīng)等效噪聲源。由于任何有電流流過的器件都是一個潛在的噪聲源，圖1和圖2所示所有單個組件均為一個噪聲源。圖4由圖3改畫而來，目的是包括OUT節(jié)點的所有等效參考噪聲源。完整的噪聲方程式為：Un(QUT)=%(AMP)+Un(QUT)=%(AMP)+VST)+；1+勤⑷X(%REF1+%(R"%(網(wǎng))■圖3等效噪聲源LDO拓撲圖4統(tǒng)一噪聲源LDO拓撲在大多數(shù)情況下，由于參考電壓模塊即能帶隙電路由許多電阻器、晶體管和電容器組成，因此VN(REF)往往會大于該方程式中最后三個噪聲源，其中VN(REF)>>VN(R1)或者VN(REF)>>VN(R2)。因此，方程式4可以簡化為：就高性能LDO器件而言，常見的方法是添加一個降噪(NR)引腳，以消除參考噪聲。圖5描述了NR引腳如何降

低噪聲。由于VN(REF)為主要輸出噪聲源，因此我們在參考電壓模塊(VREF)和誤差放大器之間插入一個RC濾波電容器CNR,旨在減少這種噪聲。RC濾波器減少噪聲的程度由一個衰減函數(shù)決定：其中I--T其中I--T圖5參考噪聲濾波器LDO拓撲圖6RMS噪聲與輸出電壓的關(guān)系因此，放大參考噪聲被降至(1+R1/R2)xVN(REF)*GRC,則方程式5變?yōu)椋涸诂F(xiàn)實世界中，所有控制信號電平均依賴于頻率，包括噪聲信號在內(nèi)。如果誤差放大器帶寬有限，則高頻參考噪聲(VN(REF))通過誤差放大器濾波，其方式與使用RC濾波器類似。但在實際情況下，誤差放大器往往具有非常寬的帶寬，因此LDO器件擁有非常好的電源紋波抑制（PSRR）性能，其為高性能LDO的另一個關(guān)鍵性能參數(shù)。為了滿足這種矛盾的要求，IC廠商選擇使用寬帶寬誤差放大器，以實現(xiàn)最佳低噪聲PSRR。如果低噪聲也為強制要求，則這樣做會帶來NR引腳功能的使用。典型電路中參考噪聲的控制放大參考噪聲TITPS74401LDO用于測試和測量。表1列出了常見配置參數(shù)。請注意，為了便于閱讀，TPS74401產(chǎn)品說明書的軟啟動電容器CSS是指降噪電容器CNR。表1設(shè)置參數(shù)VIN-VOUT（目標(biāo)值）+0.3VIOUT=0.5A COUT=10^FVOUT（目標(biāo)值）R1R21+R1/R23.3V31.25kQ10kn4.1251.8V12.5kiQ10kn2.251.2V5k^10kn1.50.8V0n（短路OUT節(jié)點至FB節(jié)點）開路1首先，使用一個可忽略不計的小CNR,研究放大器增益的影響。圖6顯示了RMS噪聲與輸出電壓設(shè)置的對比情況。如前所述，主要噪聲源VN(REF)通過反饋電阻器R1和R2的比放大。我們將方程式7修改為方程式8的形式：%(01此=?、?J+哉］x'審即)x°RC，C8)其中，VN(Other)為所有其它噪聲源的和。如果方程式8擬合y=ax+b的線性曲線，如圖6中紅色虛線所示，則VN(REF)(斜率項)可估算為19^VRMS，WVN(Other)(y截距項)為10.5WRMS。正如在后面我們根據(jù)“降噪(NR)引腳效應(yīng)”說明的那樣，CNR的值為1pF，目的是將RC濾波器效應(yīng)最小化至可忽略不計水平，而GRC被看作等于1。在這種情況下，基本假定VN(REF)為主要噪聲源。請注意，當(dāng)OUT節(jié)點短路至FB節(jié)點時噪聲最小，其讓方程式8的放大器增益(1+R1/R2)等于1(R1=0)。圖6顯示，該最小噪聲點約為30uVRMS。抵銷放大參考噪聲本小節(jié)介紹一種實現(xiàn)最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖7所示，一個前饋電容器CFF向前傳送(繞開)R1周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法，可防止在高于R1

和CFF諧振頻率fResonant時參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：門riant門riant—2nMRlxCgf輸出噪聲變?yōu)椋簣D7使用噪聲最小化前饋電容圖7使用噪聲最小化前饋電容(CFF)的LDO拓撲圖8顯示了RMS噪聲相對于前饋電容(CFF)和不同輸出電壓設(shè)置的變化。請注意，每個RMS圖線上各點代

表上述電路狀態(tài)下整個給定帶寬的完整噪聲統(tǒng)計平均數(shù)。正如我們預(yù)計的那樣，所有曲線朝30uVRMS左右的最小輸出噪聲匯集;換句話說，由于CFF效應(yīng)，噪聲匯聚于VN(REF)+VN(Other)。1O01O01pTQploop1nIP 1MIQuFe-&dforwardCskpacitance^心尸產(chǎn)(F)圖8前饋電容對噪聲的影響圖8對此進行了描述。CFF值大于100nF時，方程式8中1+R1/R2的放大器增益被抵銷掉。出現(xiàn)這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被CFF完全抵銷，但是低頻噪聲對RMS計算的總統(tǒng)計平均數(shù)影響不大。為了觀察CFF的實際效果，我們必需查看噪聲電壓的實際頻譜密度圖(圖9)。圖9表明，CFF=10"曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當(dāng)于由R1和CFF值決定的諧振極點頻率。R1等于31.6kQ時計算得到的CFF值，請參見表2。

表2計算得諧振頻率CFF=1C=FFCff=10cff=i0pF1nF0nF0日FfRes504k504k504kH504konantHzHzzHz圖9表明，50Hz附近時，CFF=100nF曲線轉(zhuǎn)降。5kHz附近時，CFF=1nF曲線轉(zhuǎn)降，但是CFF=10pF時諧振頻率受LDO噪聲總內(nèi)部效應(yīng)影響。通過觀察圖9，我們后面均假設(shè)CFF=10^F最小噪聲。(田三(田三ZLMP1哲&答n1口星巴nto圖9各種CFF值的輸出頻譜噪聲密度降噪(NR)引腳的效果在NR引腳和接地之間使用RC濾波器電容(CNR)時，GRC下降。圖10表明RMS噪聲為CNR的函數(shù)

（參見圖5）。稍后，我們將在第三段“其它技術(shù)考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。圖10RMS噪聲與降噪電容的關(guān)系圖10利用10Hz到100kHz更寬融合范圍，來捕捉低頻區(qū)域的性能差異。CNR=1pF時，兩條曲線表現(xiàn)出非常高的RMS噪聲值。盡管圖10沒有顯示，但不管是否CNR=1pF，都沒有RMS噪聲差異。這就是為什么在前面小節(jié)“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于1的原因。正如我們預(yù)計的那樣，隨著CNR增加，RMS噪聲下降，并在CNR=1^F時朝約12.5uVRMS的最小輸出噪聲匯聚。CFF=10"時，放大器增益(1+R1/R2)可以忽略不計。因此，方程式8可以簡寫為：VN(OUT)二網(wǎng)(Other)+Vn(reF)XGrc， (1。)正如我們看到的那樣，VN(Other)并不受CNR影響。因此，CNR保持10.5|dVRMS，其由圖6所示數(shù)據(jù)曲線擬合度決定。方程式10可以表示為：%(OUT)="七(注？)X〔%C彳1°511'二接下來，我們要確定GRC降噪電容的影響，這一點很重要。圖10中曲線的最小測量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫為：^；N(CJUT)-12.5四=Vn(麻F)XGrc+1U缶pV(11)其中，求解VN(REF)XGRC得至1」2日VRMS。增加口CNR會使參考噪聲從19.5|dVRMS降至2^VRMS,也就是說，在10Hz至U100kHz頻率范圍，GRC從整數(shù)降至0.1(2/19.5)平均數(shù)。圖11顯示了CNR如何降低頻域中的噪聲。與圖9所示小CFF值一樣，更小的CNR開始在高頻起作用。

請注意，CNR最大值1^F表明最低噪聲。盡管CNR=10Nf曲線表明最小噪聲幾乎接近于CNR=1uF的曲線，10-Nf曲線顯示30Hz和100Hz之間有一小塊突出部分。圖11不同CNR值時輸出頻譜噪聲密度與頻率的關(guān)系圖8所示曲線(CNR=1pF),可改進為圖12(CNR=1")。圖8顯示CFF=100Nf和CFF=10"之間幾乎沒有RMS噪聲差異，但是圖12清楚地顯示出了差異。

圖12中，不管輸出電壓是多少，CFF=10"和CNR=1^F均帶來最低噪聲值12.5uVRMS,也即最小GRC值（換句話說，RC濾波器的最大效果）為0.1。12.5WRMS值為TI器件TPS74401的底限噪聲。圖12噪聲優(yōu)化以后RMS噪聲與前饋電容的關(guān)系當(dāng)我們把一個新LDO器件用于噪聲敏感型應(yīng)用時，利用大容量CFF和CNR電容確定這種器件的獨有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。其他技術(shù)考慮因素降噪電容器的慢啟動效應(yīng)除降噪以外，RC濾波器還會起到一個RC延遲電路的作用。因此，較大的CNR值會引起穩(wěn)壓器參考電壓的較大延遲。前饋電容器的慢啟動效應(yīng)CFF利用一種機制繞過R1反饋電阻AC信號，而憑借這種機制，其在激活事件發(fā)生后VOUT不斷上升時，也繞過輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電，誤差放大器才利用更大的負反饋信號，從而導(dǎo)致慢啟動。為什么高VOUT值會導(dǎo)致更小的RMS噪聲在圖8和圖10中，相比VOUT=0.8V的情況，VOUT=3.3V曲線的噪聲更小。我們知道，更高的電壓設(shè)置會增加參考噪聲，因此這看起來很奇怪。對于這種現(xiàn)象的解釋是，由于CFF連接至OUT節(jié)點，因此除繞過電阻器R1的噪聲信號以外，CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明，由于參考噪聲被最小化，我們便可以觀測到這種現(xiàn)象。RMS噪聲值由于TPS74401的本底噪聲為12.5WRMS，它是市場上噪聲最低的LDO之一。在設(shè)計一個超低噪聲穩(wěn)壓器過程中，12.5uVRMS絕對值是一個較好的參考值。結(jié)論本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小，具體包括：l每種電路模塊對輸出噪聲的影響程度l參考電壓如