正激變換器的理論分析和設(shè)計方法

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有源鉗位正激變換器的理論分析和設(shè)計方法正激變換器的理論分析和設(shè)計方法（完整版）實用資料(可以直接使用，可編輯完整版實用資料，歡迎下載）摘要：零電壓軟開關(guān)有源鉗位正激變換器拓撲非常適合中小功率開關(guān)電源的設(shè)計。增加變壓器勵磁電流或應(yīng)用磁飽和電感均能實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作模式。基于對零電壓軟開關(guān)有源鉗位正激變換器拓撲的理論分析，提出了一套實用的優(yōu)化設(shè)計方法。實驗結(jié)果驗證了理論分析和設(shè)計方法。1引言

單端正激變換器拓撲以其結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、成本低廉而被廣泛應(yīng)用于獨立的離線式中小功率電源設(shè)計中。在計算機、通訊、工業(yè)控制、儀器儀表、醫(yī)療設(shè)備等領(lǐng)域，這類電源具有廣闊的市場需求。當(dāng)今，節(jié)能和環(huán)保已成為全球?qū)哪茉O(shè)備的基本要求。所以，供電單元的效率和電磁兼容性自然成為開關(guān)電源的兩項重要指標(biāo)。而傳統(tǒng)的單端正激拓撲，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬開關(guān)工作模式，決定了該電路存在一些固有的缺陷：變壓器體積大，損耗大；開關(guān)器件電壓應(yīng)力高，開關(guān)損耗大；dv/dt和di/dt大，EMI問題難以處理。

為了克服這些缺陷，文獻[1][2][3]提出了有源鉗位正激變換器拓撲，從根本上改變了單端正激變換器的運行特性，并且能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作模式，從而大量地減少了開關(guān)器件和變壓器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了電磁兼容性。因此，有源鉗位正激變換器拓撲迅速獲得了廣泛的應(yīng)用。

然而，有源鉗位正激變換器并非完美無缺，零電壓軟開關(guān)特性也并非總能實現(xiàn)。因而，在工業(yè)應(yīng)用中，對該電路進行優(yōu)化設(shè)計顯得尤為重要。本文針對有源鉗位正激變換器拓撲，進行了詳細的理論分析，指出了該電路的局限性，并給出了一種優(yōu)化設(shè)計方法。

2正激有源鉗位變換器的工作原理

如圖1所示，有源鉗位正激變換器拓撲與傳統(tǒng)的單端正激變換器拓撲基本相同，只是增加了輔助開關(guān)Sa（帶反并二極管）和儲能電容Cs，以及諧振電容Cds1、Cds2，且略去了傳統(tǒng)正激變換器的磁恢復(fù)電路。磁飽和電感Ls用來實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)，硬開關(guān)模式用短路線替代。開關(guān)S和Sa工作在互補狀態(tài)。為了防止開關(guān)S和Sa共態(tài)導(dǎo)通，兩開關(guān)的驅(qū)動信號間留有一定的死區(qū)時間。下面就其硬開關(guān)工作模式和零電壓軟開關(guān)工作模式分別進行討論。為了方便分析，假設(shè)：1）儲能電容Cs之容量足夠大以至于其上的電壓Vcs可視為常數(shù)；

2）輸出濾波電感Lo足夠大以至于其中的電流紋波可忽略不計；

3）變壓器可等效成一個勵磁電感Lm和一個匝比為n的理想變壓器并聯(lián)，并且初次級漏感可忽略不計；

4）所有半導(dǎo)體器件為理想器件。

2.1有源鉗位正激變換器硬開關(guān)工作模式

硬開關(guān)的有源鉗位正激變換器工作狀態(tài)可分為6個工作區(qū)間，關(guān)鍵工作波形如圖2(a)所示。

[t0～t1]期間主開關(guān)S導(dǎo)通，輔助開關(guān)Sa斷開。變壓器初級線圈受到輸入電壓Vin的作用，勵磁電流線性增加，次級整流管導(dǎo)通并向負載輸出功率。t1時刻，主開關(guān)S斷開。

[t1～t2]期間負載折算到變壓器初級的電流Io＊和勵磁電流im給電容Cds1充電和Cds2放電，電壓Vds1迅速上升。t2時刻，Vds1上升到Vin，變壓器輸出電壓為零，負載電流從整流管D3轉(zhuǎn)移到續(xù)流管D4。

[t2～t3]期間只有勵磁電流im通過Lm、Cds1、Cds2繼續(xù)諧振，并在t3時刻Vds1達到(Vin＋Vcs)。輔助開關(guān)Sa的反并二極管D2導(dǎo)通，勵磁電流給電容Cs充電并線性減小，此時，可驅(qū)動輔助開關(guān)Sa。

[t3～t4]期間變壓器初級線圈受到反向電壓Vcs的作用，勵磁電流由正變負。t4時刻，Sa斷開。

[t4～t5]期間電容Cds1、Cds2與Lm發(fā)生諧振，并在t5時刻電壓Vds1下降到Vin，變壓器磁芯完成磁恢復(fù)。

[t5～t0′]期間次級整流管導(dǎo)通，變壓器次級繞組短路，給勵磁電流提供了通道。在此期間，Vds1維持在Vin，勵磁電流保持在－Im(max)。t0′時刻，主開關(guān)S被驅(qū)動導(dǎo)通，下一個開關(guān)周期開始。

很明顯，有源鉗位正激變換器的變壓器磁芯工作在一、三象限，變換器工作占空比可超過50％。由于電容Cds1、Cds2的存在，開關(guān)S和Sa均能自然零電壓關(guān)斷，而且Sa能實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。但主開關(guān)管S工作在硬開關(guān)狀態(tài)。

2.2有源鉗位正激變換器零電壓軟開關(guān)模式

從上面的分析可明顯地看出，當(dāng)變壓器勵磁電感Lm減小，勵磁電流足夠大時，[t5～t0′]期間勵磁電流除了能提供負載電流外，剩余部分可用來幫助電容Cds2、Cds1充放電。電壓Vds1有可能諧振到零，從而實現(xiàn)主功率開關(guān)管S的零電壓軟開通。二極管D1可為負的勵磁電流續(xù)流。關(guān)鍵工作波形如圖2（b）所示，具體的軟開關(guān)條件將在下一節(jié)中詳細討論。很顯然，軟開關(guān)的代價是變壓器勵磁電流和開關(guān)管導(dǎo)通電流峰值大幅增加，開關(guān)管及變壓器電流應(yīng)力和通態(tài)損耗明顯加大。

2.3應(yīng)用磁飽合電感器實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)

為了克服上述零電壓軟開關(guān)工作時電流應(yīng)力過大的缺點?？梢栽谧儔浩鞔渭壵鞫O管上串聯(lián)一個磁飽和電感Ls，如圖1所示。當(dāng)電壓Vds1下降到Vin時，[t5～t0′]期間磁飽和電感Ls瞬時阻斷整流二極管，使得變壓器勵磁電流不必負擔(dān)負載電流，而可完全用來給電容Cds2、Cds1充放電。這樣，不必大量減小變壓器勵磁電感，較小的勵磁電流就可以保證電壓Vds1諧振到零，實現(xiàn)主功率開關(guān)管的零電壓軟開通。關(guān)鍵工作波形如圖2（c）所示。

3靜態(tài)分析和優(yōu)化設(shè)計方法

3．1儲能電容電壓及開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力

根據(jù)磁芯伏-秒平衡原則，可得式（1）

式中：Vin為輸入直流電壓；

Vo為輸出電壓；

D為主開關(guān)導(dǎo)通占空比；

Ts為開關(guān)周期；

n為變壓器匝比。

因此，主開關(guān)S和輔助開關(guān)Sa承受的最大電壓應(yīng)力均為VDS：

上式說明，當(dāng)變壓器匝比愈小時，對于一定的輸入電壓和輸出電壓的變換器，開關(guān)管電壓應(yīng)力VDS愈小。所以，有源鉗位正激變換器一個顯著優(yōu)點是可以降低開關(guān)管電壓應(yīng)力，從而可選用額定電壓較低、通態(tài)電阻較小的功率開關(guān)管。另外，當(dāng)變壓器變比n確定后，開關(guān)管電壓應(yīng)力僅與占空比有關(guān)，如圖3所示。顯然，當(dāng)占空比為0.5時，開關(guān)管承受最小的電壓應(yīng)力。當(dāng)輸入電壓變化時，如果將占空比設(shè)計運行在以0.5為中心的對稱范圍內(nèi)，則可使開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力基本保持恒定。3．2增加勵磁電流實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作條件

從開關(guān)Sa斷開到電壓Vds1諧振至零的過程，即工作區(qū)間[t4～t5]和[t5～t0′]。要實現(xiàn)主開關(guān)S零電壓軟開通，其導(dǎo)通驅(qū)動延遲時間必須大于以上兩區(qū)間之和。

[t4～t5]期間等效電路如圖4所示。相應(yīng)的電路微分方程是：

微分方程的解為：

式中：0≤t≤t5－t4。

t5時刻，即當(dāng)

[t5～t0′]期間等效電路如圖5所示。相應(yīng)的電路微分方程是：

微分方程的解為：

為變換器輸出電流折算到變壓器原邊的值，并且忽略了輸出電感的電流紋波。

顯而易見，主開關(guān)零電壓開通的必要條件是：

實際上，上述條件即是，變壓器勵磁電感儲存的電流除支持負載電流外，剩余能量能使電容Cds1上電壓諧振到零。Vds1從Vin諧振到零所需時間tb為：

所以，主開關(guān)管零電壓導(dǎo)通所需總的導(dǎo)通延遲時間td為：

實際上，諧振頻率ω遠大于開關(guān)頻率fs，即K遠大于1，故式（23）可簡化為：

3．3應(yīng)用磁飽和電感實現(xiàn)軟開關(guān)工作的條件

當(dāng)輔助開關(guān)Sa斷開后，由于磁飽和電感Ls瞬間相當(dāng)于開路，因此變壓器勵磁電流可完全用來對Cds2和Cds1充放電。[t4～t5]、[t5～t0′]期間，等效電路同圖4。顯然，令式（21）和（24）中Io＊或Io為零，即可得到主開關(guān)管零電壓導(dǎo)通的能量條件和時間條件，Im(max)≥CdsωVin，即：

死區(qū)延遲時間，意味著PWM變換器有效占空比的損失。為了盡量減小有效占空比的損失，則K必須加大。另一方面，變換器開關(guān)頻率fs愈高，則為保持相同的有效占空比，K至少應(yīng)保持不變，即諧振頻率ω應(yīng)與開關(guān)頻率fs成比例增加。圖6給出了軟開關(guān)所需要的死區(qū)時間td和最大勵磁電流Im(max)與K的關(guān)系曲線。從圖中明顯看出，采用加大勵磁電流的方法實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)和采用磁飽和電感器比較，要求的K較大，因而有較大的勵磁電流損耗；另外，從式（15）看出，開關(guān)頻率愈高，電流峰值也愈高，變壓器的銅耗和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗也愈大。因此，軟開關(guān)有源鉗位正激變換器工作頻率不宜太高。

3．4優(yōu)化設(shè)計方法

對一給定技術(shù)指標(biāo)的DC/DC變換器，其具體參數(shù)為：輸入電壓范圍Vin(min)～Vin(max)，輸出電壓Vo，輸出功率Po，開關(guān)頻率fs。設(shè)計步驟如下：

1）根據(jù)輸出功率Po、開關(guān)頻率fs選定變壓器磁芯材料，得到相應(yīng)的磁芯截面積Ae，飽和磁密Bs，窗口面積Aw等。設(shè)定最大交變磁密ΔB。

2）確定最大電壓應(yīng)力VDS及降額系數(shù)K1。

3）據(jù)式（27）、（28）求出變壓器匝比n和最大、最小占空比Dmax、Dmin，及正常占空比Dnorm。

4）求出變壓器初次級匝數(shù)N1，N2。

5）求出開關(guān)管電壓應(yīng)力Vds，選定主開關(guān)S和輔助開關(guān)Sa的額定電壓及確定諧振電容Cds1和Cds2。

6）設(shè)定死區(qū)延遲時間td，針對不同的軟開關(guān)實現(xiàn)方法，分別從式（21）、（24）或（25）、（26）求出所需的系數(shù)K。

7）根據(jù)式（14）和（12）求出諧振頻率ω及變壓器初級勵磁電感量Lm。

4設(shè)計實例和實驗結(jié)果

應(yīng)用上述設(shè)計方法，設(shè)計1臺用于通訊設(shè)備的AC/DC變換器電源。具體技術(shù)指標(biāo)為：

輸入電壓ViAC140V～280V

輸出電壓VoDC12V

輸出功率Po150W

功率因數(shù)λ>0.95

效率η>0.80

采用常規(guī)的Boost變換器進行功率因數(shù)校正，滿足功率因數(shù)大于0.95的指標(biāo)要求，且得到DC440V的直流電壓?？紤]到電源保持時間要求，設(shè)定有源鉗位DC/DC變換器輸入電壓工作范圍為DC330～450V，開關(guān)頻率為100kHz，即Ts=10μs，Vinmax=450V，Vinmin=330V，Vinnorm=440V。為提高效率，有源鉗位DC/DC變換器采用了同步整流技術(shù)，設(shè)計結(jié)果如下：

1）選擇磁芯材料為TDK，PC40，EER40，Ae=1.49cm2，Bs=450mT，取ΔB=300mT。

2）設(shè)定開關(guān)管最大電壓應(yīng)力為900V，降額系數(shù)K1為0.9。

3）求出變壓器匝比n，最大、最小占空比Dmax、Dmin，及正常占空比Dnorm

考慮整流管壓降和輸出電感損耗，取Vo為13V，據(jù)式（27）、（28）求出：n≤15，取n=13.3。則：Dmax=0.524，Dmin=0.384，Dnorm=0.393。

4）據(jù)式（29）、（30）求出變壓器初次級匝數(shù)N1，N2分別為40匝和3匝。

5）據(jù)式（3），求出當(dāng)占空比為0.384時，開關(guān)管承受最大的電壓應(yīng)力731V。S和Sa可選900V之功率場效應(yīng)管。等效漏源并聯(lián)電容Cds1為330pF，Cds2為200pF，所以Cds為530pF。

6）設(shè)定死區(qū)時間td為350ns，采用磁飽和電感方法實現(xiàn)軟開關(guān)。則據(jù)式（26）求出K為15.4。

7）據(jù)式（14）和（12）求出諧振頻率ω為1.54MHz，變壓器勵磁電感Lm為800μH。

圖7（a）、7（b）、7（c）給出了實測的主開關(guān)管工作電壓、電流波形。圖7（a）顯示主開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)。圖7（b）和圖7（c）分別是采用增加勵磁電流方法和應(yīng)用磁飽和電感器方法實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)的電壓電流波形，后者明顯地降低了勵磁電流和開關(guān)管電流的峰值。實測波形與理論分析完全一致。圖8、9顯示出了實測的效率曲線。從圖9中看出，當(dāng)變換器開關(guān)頻率增加時，變壓器勵磁電流損耗和開關(guān)管通態(tài)損耗所占比重增加，變換器效率降低了。實驗結(jié)果驗證了理論分析。5結(jié)語

有源鉗位正激拓撲非常適合中小功率的DC/DC變換器電源設(shè)計。零電壓軟開關(guān)條件是變壓器勵磁電感和諧振電容的諧振頻率必須足夠大，并且有足夠的勵磁電流儲能。其代價是變壓器勵磁電流損耗和功率開關(guān)管通態(tài)損耗加大，并隨工作頻率提高而加劇。因此該變換器拓撲工作頻率受到限制。采用磁飽和電感可以改善電流應(yīng)力過大的缺點。本文給出了有源鉗位正激變換器的理論分析和設(shè)計方法。一臺應(yīng)用于通訊設(shè)備，寬范圍輸入電壓的150W電源被設(shè)計出來，實驗結(jié)果證實了理論分析。正激變換器中變壓器的設(shè)計方法胡宗波，張波(華南理工大學(xué)電力學(xué)院雅達電源實驗室，廣東廣州510640）

摘

要：詳細介紹了高頻開關(guān)電源中正激變換器變壓器的設(shè)計方法。按照設(shè)計方法，設(shè)計出一臺高頻開關(guān)電源變壓器，用于輸入為48V(36～72V)，輸出為2.2V、20A的正激變換器。設(shè)計出的變壓器在實際電路中表現(xiàn)出良好的電氣特性。

關(guān)鍵詞：高頻開關(guān)電源；正激變換器；開關(guān)電源變壓器1引言

電力電子技術(shù)中，高頻開關(guān)電源的設(shè)計主要分為兩部分，一是電路部分的設(shè)計，二是磁路部分的設(shè)計。相對電路部分的設(shè)計而言，磁路部分的設(shè)計要復(fù)雜得多。磁路部分的設(shè)計，不但要求設(shè)計者擁有全面的理論知識，而且要有豐富的實踐經(jīng)驗。在磁路部分設(shè)計完畢后，還必須放到實際電路中驗證其性能。由此可見，在高頻開關(guān)電源的設(shè)計中，真正難以把握的是磁路部分的設(shè)計。高頻開關(guān)電源的磁性元件主要包括變壓器、電感器。為此，本文將對高頻開關(guān)電源變壓器的設(shè)計，特別是正激變換器中變壓器的設(shè)計，給出詳細的分析，并設(shè)計出一個用于輸入48V(36～72V)，輸出2.2V、20A的正激變換器的高頻開關(guān)電源變壓器。

2正激變換器中變壓器的設(shè)計方法

正激變換器是最簡單的隔離降壓式DC/DC變換器，其輸出端的LC濾波器非常適合輸出大電流，可以有效抑制輸出電壓紋波。所以，在所有的隔離DC/DC變換器中，正激變換器成為低電壓大電流功率變換器的首選拓撲結(jié)構(gòu)。但是，正激變換器必須進行磁復(fù)位，以確保勵磁磁通在每一個開關(guān)周期開始時處于初始值。正激變換器的復(fù)位方式很多，包括第三繞組復(fù)位、RCD復(fù)位[1,2]、有源箝位復(fù)位[3]、LCD無損復(fù)位[4,5]以及諧振復(fù)位[6]等，其中最常見的磁復(fù)位方式是第三繞組復(fù)位。本文設(shè)計的高頻開關(guān)電源變壓器采用第三繞組復(fù)位，拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

開關(guān)電源變壓器是高頻開關(guān)電源的核心元件，其作用有三：磁能轉(zhuǎn)換、電壓變換和絕緣隔離。在開關(guān)管的作用下，將直流電轉(zhuǎn)變成方波施加于開關(guān)電源變壓器上，經(jīng)開關(guān)電源變壓器的電磁轉(zhuǎn)換，輸出所需要的電壓，將輸入功率傳遞到負載。開關(guān)變壓器的性能好壞，不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，而且還會影響到高頻開關(guān)電源的技術(shù)性能和可靠性。所以在設(shè)計和制作時，對磁芯材料的選擇，磁芯與線圈的結(jié)構(gòu)，繞制工藝等都要有周密考慮。開關(guān)電源變壓器工作于高頻狀態(tài)，分布參數(shù)的影響不能忽略，這些分布參數(shù)有漏感、分布電容和電流在導(dǎo)線中流動的趨膚效應(yīng)。一般根據(jù)高頻開關(guān)電源電路設(shè)計的要求提出漏感和分布電容限定值，在變壓器的線圈結(jié)構(gòu)設(shè)計中實現(xiàn)，而趨膚效應(yīng)影響則作為選擇導(dǎo)線規(guī)格的條件之一。

2.1變壓器設(shè)計的基本原則

在給定的設(shè)計條件下磁感應(yīng)強度B和電流密度J是進行變壓器設(shè)計時必須計算的參數(shù)。當(dāng)電路主拓撲結(jié)構(gòu)、工作頻率、磁芯尺寸給出后，變壓器的功率P與B和J的乘積成正比，即P∝B·J。

當(dāng)變壓器尺寸一定時，B和J選得高一些，則某一給定的磁芯可以輸出更大的功率；反之，為了得到某一給定的輸出功率，B和J選得高一些，變壓器的尺寸就可以小一些，因而可減小體積，減輕重量。但是，B和J的提高受到電性能各項技術(shù)要求的制約。例如，若B過大，激磁電流過大，造成波形畸變嚴重，會影響電路安全工作并導(dǎo)致輸出紋波增加。若J很大，銅損增大，溫升將會超過規(guī)定值。因此，在確定磁感應(yīng)強度和電流密度時，應(yīng)把對電性能要求和經(jīng)濟設(shè)計結(jié)合起來考慮。

2.2各繞組匝數(shù)的計算方法

正激變換器中的變壓器的磁芯是單向激磁，要求磁芯有大的脈沖磁感應(yīng)增量。變壓器初級工作時，次級也同時工作。

1)計算次級繞組峰值電流IP2

變壓器次級繞組的峰值電流IP2等于高頻開關(guān)電源的直流輸出電流Io，即

式中：D是正激變換器最大占空比。

3)計算初級繞組電壓幅值Up1

Up1=Uin－ΔU1（3）

式中：Uin是變壓器輸入直流電壓（V）；

ΔU1是變壓器初級繞組電阻壓降和開關(guān)管導(dǎo)通壓降之和（V）。

4）計算次級繞組電壓幅值

式中：Uo是變壓器次級負載直流電壓（V）；

ΔU2是變壓器次級繞組電阻壓降和整流管壓降之和（V）。

5)計算初級電流有效值I1

忽略勵磁電流等影響因素，初級電流有效值I1按單向脈沖方波的波形來計算：

6)計算去磁繞組電流有效值IH

去磁繞組電流約與磁化電流相同，約為初級電流有效值的5％～10％，即

8)確定磁芯尺寸[7]

首先確定銅耗因子Z，Z的表達式為

式中：τ是環(huán)境溫度（℃）；

Δτ是變壓器溫升（℃）。

然后計算脈沖磁感應(yīng)增量ΔBm，

ΔBm=KB·Bm（10）

式中：KB是磁感應(yīng)強度系數(shù)；

Bm是磁芯材料最大工作磁感應(yīng)強度（T）。

對于R2K鐵氧體磁芯，最大工作磁感應(yīng)強度是0.3T。磁感應(yīng)強度系數(shù)KB可以從圖2所示的磁感應(yīng)強度系數(shù)曲線圖得出，它取決于輸出功率P2（W），工作頻率f（kHz）和變壓器平均溫升Δτ（℃）。

變壓器所需磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)Y由下式確定

式中：Y是變壓器所需磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)（cm5）；

q是單位散熱表面功耗（W/cm2），q可以從溫升和q值關(guān)系曲線中得出，如果環(huán)境溫度為25℃，變壓器溫升為50℃，對應(yīng)的q值為0.06。

計算出Y之后，選擇磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)Yc≥Y的磁芯，然后從磁芯生產(chǎn)廠商提供的資料中查出變壓器散熱表面積St(cm2)，等效截面積Ae(cm2)等磁芯參數(shù)，或者自行設(shè)計滿足結(jié)構(gòu)常數(shù)的磁芯。

9)計算初級繞組匝數(shù)（N1）[7]

式中：Upi是次級各繞組輸出電壓幅值（V）。

11)計算去磁繞組匝數(shù)

對于采用第三繞組復(fù)位的正激變換器，復(fù)位繞組的匝數(shù)越多，最大占空比越小，開關(guān)管的電壓應(yīng)力越低，但是最大占空比越小，變壓器的利用率越低。故需綜合考慮最大占空比和開關(guān)管的電壓應(yīng)力，一般選擇去磁繞組匝數(shù)（NH）和初級繞組匝數(shù)相同，即

NH=N1（14）

需要注意的是，應(yīng)該確保初級繞組和去磁繞組緊密耦合。

2.3確定導(dǎo)線規(guī)格

1)計算變壓器銅耗Pm

根據(jù)變壓器平均溫升確定變壓器總損耗，減去磁芯損耗即得出銅耗，再根據(jù)銅耗來計算電流密度。計算銅耗應(yīng)該在磁芯規(guī)格確定之后進行。

式中：St是變壓器表面積（cm2）；

Pb是在工作磁感應(yīng)強度和頻率下單位質(zhì)量的磁芯損耗（W/kg）；

Gc是磁芯質(zhì)量（kg）。

在實際計算中，銅耗可以按總損耗的一半處理。

2)計算銅線質(zhì)量Gm

式中：lm是線圈平均匝長（cm）；

SW是磁芯窗口面積（cm2）；

Km是銅線窗口占空系數(shù)，定義為繞組凈可繞線空間與導(dǎo)線截面積之比。

計算銅線占空系數(shù)時應(yīng)根據(jù)不同情況選取適當(dāng)值，一般選取范圍在0.25～0.4之間，采用多股并繞時應(yīng)選取較小值。

3)計算電流密度J

4)計算導(dǎo)線截面積Smi和線徑di

式中：Ii是各繞組電流有效值（A）。

計算所需導(dǎo)線直徑時，應(yīng)考慮趨膚效應(yīng)的影響。當(dāng)導(dǎo)線直徑大于2倍趨膚深度時，應(yīng)盡可能采用多股導(dǎo)線并繞。采用n股導(dǎo)線并繞時，每股導(dǎo)線的直徑din按下式計算。

如果采用多股導(dǎo)線并繞，導(dǎo)線的股數(shù)太多，可以采用銅箔。在使用銅箔時，銅箔的厚度應(yīng)該小于兩倍的趨膚深度，銅箔的截面積必須大于該繞組導(dǎo)線所需的截面積。

在計算完畢后，校驗窗口尺寸，計算分布參數(shù)，校驗損耗和溫升等。

3應(yīng)用實例

設(shè)計一個用于輸入為48V（36～72V），輸出為2.2V、20A的正激變換器的高頻開關(guān)電源變壓器，工作頻率是200kHz，最大占空比為0.45，采用第三繞組復(fù)位，銅線的趨膚深度為Δ=0.148mm。按照上述設(shè)計方法，設(shè)計的高頻開關(guān)電源變壓器如下：

磁芯規(guī)格EFD20，磁芯材料為3F3，Ae=31.0mm2，Philips；

初級繞組16匝，采用型號為AWG31的銅線，6股并繞；

復(fù)位繞組16匝，采用型號為AWG33的銅線；

次級繞組2匝，采用厚度t=0.1mm，寬度b=14mm的銅箔，兩層并繞，即截面積S=2.8mm2。

在最終確定導(dǎo)線規(guī)格時，均保留了一定的裕度。為使各繞組耦合良好，采用交錯繞線技術(shù)，如圖3所示[8]，其中P1和P2為變壓器初級繞組，并聯(lián)；S1和S2為變壓器次級繞組，并聯(lián)；R為變壓器復(fù)位繞組。那么，初級繞組采用AWG31的銅線，兩層；次級繞組采用采用厚度t=0.1mm，寬度b=14mm，即S=1.4mm2的銅箔，兩層。

設(shè)計出的變壓器的初級勵磁電感值實測為Lm=320.40μH，次級電感值實測為Ls=5.18μH，初級漏感電感值實測約為0.18μH。該變壓器在正激變換器中的工作特性很好。4結(jié)語

本文詳細闡述了正激變換器中變壓器的設(shè)計方法，并結(jié)合具體設(shè)計任務(wù)，設(shè)計出一個用于48V（36～72V）輸入，2.2V、20A輸出的高頻開關(guān)電源變壓器。設(shè)計出的變壓器在實際電路中表現(xiàn)出良好的電氣特性。參考文獻[1]BridgeCD.ClampvoltageanalysisforRCDforwardconverters[C].AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition,2000.APEC2000.FifteenthAnnualIEEE,Volume:2,2000,Page(s):959－965vol.2.

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[7]電子變壓器專業(yè)委員會編.電子變壓器手冊[M].沈陽:遼寧科學(xué)技術(shù)出版社,1998.

[8]XuefeiXie,Liu,JCP,Poon,FNKandPongBMH.Voltagedrivensynchronousrectificationinforwardtopology[C].PowerElectronicsandMotionControlConference,2000.Proceedings.PIEMC2000,TheThirdInternational,Volume:1,2000,Page(s):100－105.1.引言

雙正激變換器克服了正激變換器中開關(guān)電壓應(yīng)力高的缺點,每個開關(guān)管只需承受輸入直流電壓,不需要采用特殊的磁復(fù)位電路就可以保證變壓器的可靠磁復(fù)位.它的每一個橋臂都是由一個二極管與一個開關(guān)管串聯(lián)組成,不存在橋臂直通的危險,可靠性高.因此雙正激變換器具有其它變換器無法比擬的優(yōu)點,成為目前中大功率變換器中應(yīng)用最多的拓撲之一.雙正激組合變換器通過對雙正激變換器進行并、串組合,可以克服其占空比只能小于0.5的缺點,提高變壓器的利用率和變換器的等效占空比,適合應(yīng)用于高輸入和輸出電壓的大功率場合[1,2].

現(xiàn)代電源的發(fā)展方向是高頻化、小型化、模塊化、智能化,實現(xiàn)變換器的高功率密度、高效率和高可靠性.提高開關(guān)頻率,減小磁性元件的體積和重量是提高變換器功率密度的有效措施.但是在硬開關(guān)狀態(tài)下工作的變換器,隨著開關(guān)頻率的上升,一方面開關(guān)器件的開關(guān)損耗會成正比地增大,無源元件的損耗大幅度增加,效率大大降低;另一方面,過高的dv/dt和di/dt會產(chǎn)生嚴重的電磁干擾(EMI),影響變換器的可靠性.為了改善高頻變換器開關(guān)的工作條件,減小開關(guān)損耗和電磁干擾,各種軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用而生,包括無源軟開關(guān)技術(shù)與ZVS/ZCS諧振、準(zhǔn)諧振、ZVS/ZCS-PWM、ZVT/ZCT-PWM等有源軟開關(guān)技術(shù).

近年來國內(nèi)外廣大學(xué)者對雙正激及其組合變換器的軟開關(guān)技術(shù)進行了大量的研究.軟開關(guān)拓撲大體上可分為三類,即應(yīng)用無源輔助電路的無源軟開關(guān)拓撲;應(yīng)用有源輔助電路的有源軟開關(guān)拓撲;不需輔助電路的軟開關(guān)拓撲.本文系統(tǒng)地分析了這三類軟開關(guān)拓撲,指出各種拓撲的特點和適用場合,給出簡單的分析和評價,并選擇了一種新型的ZVS雙正激組合變換器,作為高壓直流輸入航空靜止變流器DC/DC級拓撲,成功研制了一臺4KW的雙正激組合變換器,滿載時效率高達95.51%.

2.應(yīng)用無源輔助電路的無源軟開關(guān)拓撲

2.1原邊箝位型ZVZCS雙正激變換器

文獻[3]提出了一種原邊箝位型ZVZCS雙正激變換器如圖1所示.原邊箝位電路由輔助電感Lr和兩個箝位二極管D3、D4組成.

圖1原邊箝位型ZVZCS雙正激變換器

S1和S2開通時Lr的電流從零開始線性上升,從而減小了D6關(guān)斷時的di/dt和電壓尖峰,S1和S2為零電流開通.S1和S2關(guān)斷時負載電流對開關(guān)管的結(jié)電容充電,S1和S2為零電壓關(guān)斷.該拓撲的優(yōu)點是:通過簡單的無源箝位電路減小了副邊續(xù)流二極管反向恢復(fù)引起的電壓尖峰,降低了電磁干擾,實現(xiàn)了開關(guān)管的零電流開通和零電壓關(guān)斷,適合應(yīng)用于高壓輸出的大功率場合.缺點是變換器的開關(guān)管為容性開通.

2.2一種雙正激電路的軟關(guān)斷拓撲

文獻[4]提出了一種雙正激電路的軟關(guān)斷拓撲如圖2所示.通過比開關(guān)結(jié)電容大得多的諧振電容C1、C2限制開關(guān)電壓的上升速度,從而實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS關(guān)斷.由Lr、C1、C2D3、D4和D5構(gòu)成的箝位電路是無損的,并能將變壓器漏感所存儲的能量全部返回到輸入電源中.但是開關(guān)管開通時,諧振電流從開關(guān)管流過,增加了開關(guān)管的電流應(yīng)力,而且開關(guān)管為硬開通,對大功率雙正激電路效率的提高有較大的實用價值.

圖2一種雙正激電路的軟關(guān)斷拓撲

2.3無源ZVT雙正激變換器

圖3示出了一種無源ZVT雙正激變換器[5],它通過在變壓器原邊增加輔助電路,實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓關(guān)斷.其工作原理為:當(dāng)兩個開關(guān)管開通時,諧振電容Cr和諧振電感Lr通過開關(guān)S2及二極管D3諧振,將Cr上的電壓改變極性,在開關(guān)管關(guān)斷時,由于Cr比開關(guān)管的結(jié)電容大得多,因此限制了開關(guān)管電壓的上升速度,從而實現(xiàn)零電壓關(guān)斷.這種變換器的優(yōu)點是不需要增加有源開關(guān)器件,因此電路簡單.但是由于在開關(guān)開通時,諧振電流要從下管S2流通,因此增加了下管的電流應(yīng)力,而且開關(guān)管為硬開通,開通損耗較大.

圖3無源ZVT雙正激變換器

2.4無損緩沖ZVZCS雙正激變換器

文獻[6]提出了一種無損緩沖ZVZCS雙正激電路如圖4所示.通過輔助電感Lr實現(xiàn)開關(guān)管的零電流開通,由諧振電容Cr實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓關(guān)斷.該變換器在整個負載范圍內(nèi)都可以實現(xiàn)軟開關(guān),通態(tài)損耗較小,而且緩沖電路是無損的.

圖4無損緩沖ZVZCS雙正激電路

2.5帶能量吸收電路的軟開關(guān)雙正激變換器

文獻[7]提出了一種開關(guān)管和副邊整流二極管帶能量吸收緩沖電路的雙正激電路如圖5所示.無損吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)了原邊開關(guān)管的零電流開通、零電壓關(guān)斷和副邊整流二極管的零電流開通,并且副邊整流二極管不存在電壓尖峰和反向恢復(fù)損耗.該電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜,需要附加2套緩沖電路.

圖5帶能量吸收緩沖電路的軟開關(guān)雙正激變換器

2.6橋臂互感型軟開關(guān)雙正激組合變換器

文獻[8]提出了一種橋臂互感型軟開關(guān)雙正激組合變換器如圖6所示,將兩個雙正激變換器的串聯(lián)組合,副邊采用倍流整流電路,適用于高輸入電壓、低壓大電流輸出的場合.開關(guān)管承受的電壓僅為輸入直流電壓的一半.利用耦合電感中儲存的能量實現(xiàn)開的零電壓開關(guān),同時采用移相控制技術(shù)調(diào)節(jié)輸出電壓和實現(xiàn)軟開關(guān).由于采用了帶兩個原邊繞組的變壓器,所以能夠使變壓器磁芯工作在雙象限和實現(xiàn)輸入電容電壓的自動均壓.該電路的缺點是每個橋臂上的輔助電路增加了開關(guān)管的電流應(yīng)力,電路的導(dǎo)通損耗比較大,輔助電路較復(fù)雜.

圖6橋臂互感型軟開關(guān)雙正激組合變換器

2.7改進的橋臂互感型軟開關(guān)雙正激組合變換器

文獻[9]提出了一種改進的橋臂互感型軟開關(guān)雙正激組合變換器如圖7所示,不僅具有圖6電路所具有的優(yōu)點,而且不需要采用圖6電路所示的輔助電路.通過PWM控制開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷,利用偶合的諧振電感Lr1和Lr2實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通,但是軟開關(guān)范圍受一定的限制.由于輸入電容的自動均壓方式是通過原邊電流流經(jīng)開關(guān)管和變壓器在兩個電容之間相互傳遞能量實現(xiàn)的,因而會增加開關(guān)管的電流應(yīng)力和導(dǎo)通損耗.而且副邊整流二極管的電壓應(yīng)力較大,不適合應(yīng)用在高輸出電壓場合.該變換器適用于高輸入電壓、低壓大電流輸出的大功率場合.

圖7改進的橋臂互感型軟開關(guān)雙正激組合變換器

3.應(yīng)用有源輔助電路的有源軟開關(guān)拓撲

3.1有源箝位軟開關(guān)雙正激變換器

文獻[10]提出了一種有源箝位軟開關(guān)雙正激變換器如圖8所示.通過在變壓器的原邊并聯(lián)一個由Sa、Ca、Da構(gòu)成的有源箝位網(wǎng)絡(luò),不僅可以箝位開關(guān)管的電壓,還可以實現(xiàn)開關(guān)管和輔管的零電壓開通.同時變壓器勵磁電流雙向流動,提高了變壓器磁芯的利用率.電路工作于準(zhǔn)方波模式,可以進行恒頻PWM控制,電磁兼容性好.

圖8有源箝位軟開關(guān)雙正激變換器

3.2一種新型的有源箝位雙正激變換器

為了減小變換器原邊開關(guān)管和副邊二極管的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗,文獻[11]提出了一種新型的有源箝位雙正激變換器如圖9所示,利用2個開關(guān)管Sa1、Sa2代替?zhèn)鹘y(tǒng)雙正激電路原邊的2個箝位二極管,同時加入一個箝位電容,實現(xiàn)主開關(guān)管和輔管的ZVS開通.該拓撲電路結(jié)構(gòu)簡潔,而且輔管Sa1、Sa2可以選用電壓定額較低的開關(guān)管.該變換器適用于寬輸入電壓范圍的中、低壓場合,但是輔管的引入增加了電路控制的復(fù)雜性.

圖9一種新型的有源箝位雙正激變換器

3.3一種有源軟開關(guān)雙正激變換器

文獻[12]提出了一種有源軟開關(guān)雙正激變換器如圖10所示.輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的輔管可以零電流開通,ZVS關(guān)斷,同時實現(xiàn)主開關(guān)管S1的零電壓零電流開通、零電壓關(guān)斷和S2的零電流開通.該拓撲的缺點輔助電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜,開關(guān)管S2是硬關(guān)斷,而且存在容性開通損耗.

圖10一種有源軟開關(guān)雙正激變換器

3.4串聯(lián)組合式ZVS雙正激變換器

圖11所示電路[13]是由兩個ZVS雙正激變換器串聯(lián)組成.它可以實現(xiàn)主開關(guān)管的零電壓開通和輔管的零電流開通、零電壓零電流關(guān)斷.在主開關(guān)管開通前超前導(dǎo)通輔管Sa1(或Sa2),通過Lr1(或Lr2)和Cr1(或Cr2)諧振,使諧振電容上的電壓達到Vin/2,然后開通主開關(guān)管.由于該電路采用了帶兩個原邊的變壓器,所以它能實現(xiàn)磁芯的雙象限工作和輸入電容的自動均壓,適合應(yīng)用在高電壓輸入的大功率場合.但是副邊整流二極管的電壓為兩倍的副邊電壓,因而限制了變換器在高輸出電壓領(lǐng)域的應(yīng)用.

3.5有源ZVT雙正激變換器

文獻[14]提出了一種有源ZVT雙正激變換器如圖12所示.其基本原理與圖4所示的無源ZVT電路一樣,也是通過比開關(guān)結(jié)電容大得多的諧振電容Cr限制開關(guān)電壓上升速度,從而實現(xiàn)開關(guān)ZVS關(guān)斷.與圖4不同的是,諧振回路與主回路完全分開,在諧振網(wǎng)絡(luò)中增加了諧振開關(guān)Sa,諧振電流不從下管中流過,因此不增加變換器主開關(guān)管的電流應(yīng)力.而且通過在S1、S2開通之前很短的時間內(nèi)超前開通諧振開關(guān)Sa,能夠?qū)崿F(xiàn)S1、S2的零電壓開通.該帶電路的缺點是Sa零電流開關(guān),但為容性開通,而且這種變換器增加了電路的復(fù)雜性.

圖12有源ZVT雙正激變換器

3.6ZVT交錯并聯(lián)雙正激組合變換器

文獻[15]提出了一種ZVT交錯并聯(lián)雙正激組合變換器,如圖13所示,采用一套輔助電路實現(xiàn)整個組合變換器的主開關(guān)管的ZVS.輔助電路由兩個開關(guān)管Sa1、Sa2、D5、D6有和諧振電容Cr組成,將變壓器漏感和勵磁電感作為諧振電感,減少了外加諧振電感帶來的損耗.但是輔管是零電流開關(guān),存在容性開通損耗.

圖13ZVT交錯并聯(lián)雙正激組合變換器

3.7ZCT雙正激變換器

文獻[16]提出了ZCT雙正激變換器,如圖14所示,在每個開關(guān)管旁并聯(lián)一個諧振回路,在主開關(guān)管關(guān)斷之前開通諧振開關(guān),通過諧振回路的諧振,將主開關(guān)管的電流轉(zhuǎn)移到諧振回路中,從而實現(xiàn)主開關(guān)管的零電流關(guān)斷,諧振開關(guān)在諧振電流過零時自然關(guān)斷.ZCT雙正激變換器特別適合于以IGBT作主開關(guān)管的應(yīng)用場合,可以避免IGBT關(guān)斷時由拖尾電流引起的關(guān)斷損耗.但是主開關(guān)管是硬開通,而且需要兩個輔助開關(guān)和兩套輔助電路,因此電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜.

圖14ZCT雙正激變換器

3.8廣義軟開關(guān)-PWM雙正激變換器

廣義軟開關(guān),就是用有源或無源的無損吸收電路,使開關(guān)過程軟化,實現(xiàn)近似零電壓開通或近似零電流關(guān)斷,減少開關(guān)損耗,同時降低整流二極管的反向恢復(fù)損耗.它可以達到與傳統(tǒng)ZVT或ZCT軟開關(guān)幾乎相同的指標(biāo),但比傳統(tǒng)軟開關(guān)具有電路簡單,成本低廉,可靠性高的優(yōu)點.圖15所示是一種廣義軟開關(guān)-PWM雙正激變換器[17,18],原理簡述如下:主開關(guān)管S1、S2以及輔管Sa同時開通,回路中Lr限制了主開關(guān)管的電流上升率,減小了開通損耗.S1先關(guān)斷,變壓器電流對C1充電,C1上的電壓不能突變,因此S1電壓上升電壓斜率受到限制,關(guān)斷損耗減小.令Sa先于S2關(guān)斷,當(dāng)S2關(guān)斷時,器電流對C2充電,和S1關(guān)斷情況相同,減小了S2的關(guān)斷損耗.該電路的特點是:變壓器和吸收電感的儲能可回饋給電源,輔管Sa可實現(xiàn)ZVS,S1、S2雖然不是零電壓開通,也不是零電流關(guān)斷,但是有源無損吸收電路有效地軟化了開關(guān)過程.但是吸收電路需增加輔助開關(guān)管,控制較復(fù)雜.

圖15廣義軟開關(guān)-PWM雙正激變換器

4.不需輔助電路的軟開關(guān)拓撲

4.1雙橋式ZVS雙正激組合變換器

圖16提出了一種雙橋式ZVS雙正激組合變換器[19],兩個雙正激變換器在原邊串聯(lián),共用一個高頻變壓器,通過移相控制,并利用變壓器漏感和勵磁電感實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通.變壓器磁芯的雙象限磁化實現(xiàn)了輸入電容的自動均壓.該電路適用于高輸入、輸出電壓,大電流輸出的場合,但是通態(tài)損耗較大.

圖16雙橋式ZVS雙正激變換器

4.2ZVZCSPWM交錯并聯(lián)的雙正激組合變換器

文獻[20]提出了一種ZVZCSPWM并聯(lián)的雙正激組合變換器如圖17所示,副邊采用耦合的濾波電感以減小空載電流和環(huán)流電流,Ls1、Ls2是變壓器的副邊漏感.通過PWM控制,不需輔助電路就實現(xiàn)了S1、S2的ZVS和S3、S4的ZCS,減小了原邊和副邊的空載和環(huán)流電流,降低了通態(tài)損耗.它適合用于高壓輸入、IGBT做開關(guān)管的場合.

圖17ZVZCSPWM交錯并聯(lián)的雙正激組合變換器

4.3新型的ZVZCS雙正激組合變換器

文獻[21]提出了一種新型的ZVZCSPWM交錯并聯(lián)的雙正激組合變換器如圖18所示.兩個相同的雙正激變換器在原邊串聯(lián),采用一個帶兩個原邊繞組和兩個副邊繞組的高頻變壓器,采用