單端反激開關(guān)電源的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償參數(shù)研究

單端反激開關(guān)電源的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償參數(shù)研究

0動(dòng)態(tài)補(bǔ)償參數(shù)的設(shè)計(jì)輸出電源通過反饋矩陣控制通道，以確保不同負(fù)載下的所需電流電壓。單端反激開關(guān)電源的環(huán)路設(shè)計(jì)中,很多都采用光耦PC817A和精密寬電壓穩(wěn)壓管TL431相配合,作為參考、隔離、取樣和放大,組成負(fù)反饋環(huán)路。然而在設(shè)計(jì)動(dòng)態(tài)補(bǔ)償參數(shù)時(shí),目前通常采用試驗(yàn)方法,經(jīng)過多次反復(fù)試驗(yàn)和測(cè)量,取得一組能使開關(guān)電源穩(wěn)定工作的參數(shù)。由于開關(guān)電源的環(huán)路參數(shù)設(shè)計(jì)與許多因素有關(guān),比如電源的工作頻率、輸出濾波電容的ESR(等效串聯(lián)電阻)等,而通過試驗(yàn)得出的結(jié)果沒有通用性,往往不能運(yùn)用于以后不同要求的設(shè)計(jì)。本文以單端反激開關(guān)電源設(shè)計(jì)為例,在基于PC817A和TL431配合的環(huán)路設(shè)計(jì)中,將控制論運(yùn)用于開關(guān)電源動(dòng)態(tài)補(bǔ)償設(shè)計(jì)中,利用開關(guān)電源的小信號(hào)傳遞函數(shù),對(duì)此環(huán)路的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償設(shè)計(jì)進(jìn)行了定性分析和定量計(jì)算,通過設(shè)計(jì)合適的相位裕量來保證開關(guān)電源的穩(wěn)定性。其過程經(jīng)實(shí)驗(yàn)證明具有較好的通用性,在實(shí)際運(yùn)用中取得了很好的效果。1反饋環(huán)路電路開關(guān)電源的控制方式有電流控制方式和電壓控制方式兩種。電源的傳遞函數(shù)隨控制方式的不同而有很大差異,在環(huán)路設(shè)計(jì)分析時(shí),應(yīng)獨(dú)立分開。本文著重介紹電流控制方式。圖1為電流控制方式的單端反激開關(guān)電源的反饋環(huán)路電路。其中電流型控制芯片UC3842放在開關(guān)線圈的初級(jí),控制功率開關(guān)。在次級(jí)電路中,穩(wěn)壓器件TL431作為基準(zhǔn)和反饋誤差放大器,采樣輸出,并產(chǎn)生相應(yīng)的誤差電壓。該誤差電壓通過光耦PC817A轉(zhuǎn)變成誤差電流,耦合到初級(jí)中,作為控制芯片UC3842的輸入。UC3842通過此輸入,產(chǎn)生相應(yīng)的占空比信號(hào)來控制功率開關(guān)。由于在設(shè)計(jì)中運(yùn)用了TL431內(nèi)部的反饋運(yùn)算放大器,所以在光耦接UC3842時(shí),略過了UC3842的內(nèi)部運(yùn)放,直接把誤差輸入接UC3842內(nèi)部運(yùn)放的輸出端,這種設(shè)計(jì)可以把反饋信號(hào)的傳輸時(shí)間縮短一個(gè)放大器的傳輸時(shí)間,使電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快。2m為2dm,以穩(wěn)定性通常用相位裕量φm和增益裕量Gm兩個(gè)參數(shù)來衡量。φm為當(dāng)環(huán)路增益為單位增益時(shí),實(shí)際相位延遲與360°的差值;Gm為當(dāng)實(shí)際相位延遲為360°時(shí),增益低于單位增益的量。在工程實(shí)踐中,通常要求Gm<-10dB,φm≥45°。按此要求設(shè)計(jì)的環(huán)路,不僅可以在預(yù)定的工作情況下滿足穩(wěn)定條件,而且當(dāng)環(huán)境溫度發(fā)生變化或突然加減載等情況下,也能滿足穩(wěn)定條件。圖1中C1、C2和R2組成環(huán)路的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償,本文目的就是要確定它們的組合形式和取值來滿足系統(tǒng)有足夠的相位裕量和增益裕量。3動(dòng)態(tài)補(bǔ)償ds主要分為3個(gè)點(diǎn)點(diǎn)和2個(gè)點(diǎn)圖2中展示了在電流型電源環(huán)路中用于動(dòng)態(tài)補(bǔ)償?shù)?種常用方法。圖2(a)為單極點(diǎn)補(bǔ)償,適用于電流型控制和工作在DCM(非連續(xù)電流模式)并且濾波電容的ESR零點(diǎn)頻率較低的電源。其主要作用原理是把環(huán)路中的第1個(gè)極點(diǎn)和其余的極點(diǎn)距離拉開,使相位達(dá)到180°以前使其增益降到0dB。這種補(bǔ)償也稱主極點(diǎn)補(bǔ)償,補(bǔ)償后的最大帶寬小于補(bǔ)償前第1個(gè)極點(diǎn)的帶寬。圖2(b)為極零點(diǎn)補(bǔ)償,其極點(diǎn)相當(dāng)于主極點(diǎn)補(bǔ)償中的極點(diǎn),而零點(diǎn)則把補(bǔ)償前的第1個(gè)極點(diǎn)抵消,這時(shí)的帶寬最大,可以達(dá)到補(bǔ)償前第2個(gè)極點(diǎn)的帶寬,這樣既達(dá)到了主極點(diǎn)補(bǔ)償?shù)男Ч?又增加了帶寬。圖2(c)為雙極點(diǎn)單零點(diǎn)補(bǔ)償(傳遞函數(shù)已經(jīng)進(jìn)行了適當(dāng)?shù)墓こ探坪秃?jiǎn)化),適用于功率部分只有1個(gè)極點(diǎn)的補(bǔ)償,例如所有電流型控制和非連續(xù)方式電壓型控制。在設(shè)計(jì)電源動(dòng)態(tài)補(bǔ)償時(shí)要注意的是補(bǔ)償放大器工作在負(fù)反饋狀態(tài),本身就有180°相移,所以留給功率部分和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的只有180°。幅值裕度不管用上面哪種補(bǔ)償方式都是自動(dòng)滿足的,所以設(shè)計(jì)時(shí)一般不需特別考慮。由于增益曲線為-20dB/dec時(shí),此曲線引起的最大相移為90°,尚有90°裕量,所以在設(shè)計(jì)補(bǔ)償后,應(yīng)該使最后合成的整個(gè)增益曲線符合-20dB/dec部分穿過0dB橫軸。在穿越0dB橫軸點(diǎn)前的極點(diǎn)和其之后的極點(diǎn)所引起的最大相移也小于135°,滿足工程中相位裕量大于45°的要求。而在低于0dB帶寬中,整個(gè)增益曲線最好為-40dB/dec,這樣從高頻往低頻看,增益會(huì)迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,即電源有很好的負(fù)載和線路調(diào)整率。根據(jù)以上原則設(shè)計(jì)補(bǔ)償后的整個(gè)增益曲線如圖3所示。4環(huán)路帶寬的設(shè)計(jì)和傳播通常,主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計(jì)的,設(shè)計(jì)時(shí)一般不會(huì)提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計(jì)。我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計(jì)完成,然后來探討環(huán)路設(shè)計(jì)。環(huán)路設(shè)計(jì)一般由下面步驟組成:a)畫出已知部分的頻響曲線。b)根據(jù)實(shí)際要求和各個(gè)限制條件確定帶寬頻率,即增益曲線的0dB頻率。c)根據(jù)步驟b確定的帶寬頻率決定補(bǔ)償放大器的類型和各頻率點(diǎn),使帶寬處的曲線斜率為20dB/dec,畫出整個(gè)電路的頻響曲線。環(huán)路帶寬希望越高越好,但是由于RHZ(右半平面零點(diǎn))的影響,RHZ隨輸入電壓、負(fù)載、電感量大小而變化,幾乎無法補(bǔ)償,只有把帶寬設(shè)計(jì)得遠(yuǎn)離它,一般取其1/4～1/5。主電路參數(shù)如下:輸入為85V～265V交流;整流后直流電壓Vin為100V～375V;輸出為12V/5A;初級(jí)電感量Lp為370μH;初級(jí)匝數(shù)為40,次級(jí)匝數(shù)為5,初次級(jí)匝數(shù)比N為8;次級(jí)濾波電容C為1000μF×3=3000μF;開關(guān)頻率為100kHz;取樣電阻Rsense為0.33Ω。采用電流控制方式,其傳遞函數(shù)如下:G(s)=ΝRo(1-D)Rsense(1+D)?(1+sCRc)[1-sLpDΝΝRo(1-D)(1-D)]1+sCRo1+D(1)G(s)=NRo(1?D)Rsense(1+D)?(1+sCRc)[1?sLpDNNRo(1?D)(1?D)]1+sCRo1+D(1)式中:D為占空比,D=NVo/Vin+NVo;Ro為輸出負(fù)載電阻;Rc為濾波電容的ESR。單端反激開關(guān)電源隨輸入電壓的增加和輸出負(fù)載的減小,其工作模式會(huì)從CCM(連續(xù)電流模式)進(jìn)入DCM,它們之間的特性有很大的不同。但是,如果能在設(shè)計(jì)環(huán)路補(bǔ)償時(shí),使其在低輸入電壓和重輸出負(fù)載的情況下,留有足夠的相位裕量和增益裕量,則無論在何種模式下都能穩(wěn)定工作。在這個(gè)原則下,當(dāng)輸入電壓為最低、輸出為滿載的情況時(shí),傳遞函數(shù)為:G(s)=19.4×(1+sCRc)(1-s33×1000)1+s33(2)式(2)中,在頻率33kHz處的零點(diǎn)即為RHZ。為了避免RHZ引起過多的相移,一般取環(huán)路帶寬為其頻率的1/4～1/5,作者取1/4為8kHz。輸出濾波電容器的ESR對(duì)傳遞函數(shù)中的第1個(gè)零點(diǎn)位置影響很大,而且市場(chǎng)上濾波電容器的ESR有很大差別。一般而言,1000μF/16V電容器的ESR為130mΩ,1000μF/25V電容器的ESR為30mΩ。4.1補(bǔ)償前傳遞函數(shù)為8kx處的相角對(duì)ESR=130mΩ,則Rc=43.3mΩ,式(1)變?yōu)?G(s)=19.4×(1+s1225)(1-s33×1000)1+s33(3)從式(3)可以看出,自身阻容形成的零點(diǎn)比較低,這樣在8kHz處的相位滯后比較小。圖4為大ESR的補(bǔ)償設(shè)計(jì)。從圖4中可以看到,補(bǔ)償前傳遞函數(shù)在8kHz處的相角φ為:φ=∑arctanffzi-∑arctanffpi=arctan81.225-arctan80.033≈-22°(4)另外,可以看到在8kHz處增益曲線為水平,所以可以直接用單極點(diǎn)補(bǔ)償,這樣可滿足-20dB/dec的曲線形狀。設(shè)Rb為5.1kΩ,由TL431特性,得R1=19.4kΩ。8kHz處功率部分的增益G與1.225kHz處的增益相等,為G=20log19.4-20log122533≈-5.7(dB)(5)因?yàn)檠a(bǔ)償后帶寬為8kHz,即8kHz處為0dB,所以8kHz處補(bǔ)償放大器增益應(yīng)為5.7dB,得方程:20logf08=5.7(6)式中:f0為補(bǔ)償放大器0dB的增益,可以得到:f0=12πR1C2(7)由式(6)、式(7)及R1值可得C2=0.53nF。相位裕度φm為:φm=180°+∑φz-∑φp=68°(8)4.2小esr補(bǔ)償原理對(duì)ESR=30mΩ,則Rc=10mΩ,式(1)變?yōu)?G(s)=19.4×(1+s5.3×1000)(1-s33×1000)1+s33(9)從式(9)可以看出,自身阻容形成的零點(diǎn)比較高,這樣在8kHz處的相位滯后比較大。由式(9)得出在8kHz處的相角φ=-47°,如果還用單極點(diǎn)補(bǔ)償,則帶寬處相位裕量為43°,偏小。圖5展示了小ESR的補(bǔ)償設(shè)計(jì)。采用圖2(c)所示方式。3個(gè)點(diǎn)選取為:第1個(gè)極點(diǎn)在原點(diǎn),第1個(gè)零點(diǎn)一般取在帶寬的1/5左右,這樣在帶寬處提升相位78°左右,此零點(diǎn)越低,相位提升越明顯,但太低了就會(huì)降低低頻增益,使輸出調(diào)整率降低,此處取1.6kHz;第2個(gè)極點(diǎn)的選取一般是用來抵消ESR零點(diǎn)或RHZ零點(diǎn)引起的增益升高,保證增益裕度,使帶寬處保持-20dB/dec的形狀。補(bǔ)償前8kHz處功率部分的增益為-18dB,所以8kHz處補(bǔ)償放大器增益應(yīng)為18dB,根據(jù)補(bǔ)償增益曲線,在5.3kHz處增益為21.6dB,水平部分增益G為21.6dB,同時(shí)G為:G=20logR2R1(10)由式(10)和R1的值得到R2=233kΩ。第2個(gè)極點(diǎn)頻率為5.3kHz,由fp2=12πR2C2(11)得到C2=127pF。第