磁集成有源鉗位正激變換器的原理分析

磁集成有源鉗位正激變換器的原理分析

0acf變換器變壓器正激自治變換器（acf）具有簡單的電路和良好的磁恢復(fù)特性，深受中小企業(yè)的影響。特別是在低壓區(qū)c-d模型的源中，它被廣泛應(yīng)用于低能耗方面。ACF變換器中變壓器漏感和激磁電感中的儲(chǔ)能以無損的方式在電路中循環(huán)，并可被用來實(shí)現(xiàn)主管的ZVS，因而更易實(shí)現(xiàn)高的變換效率，且變換器的占空比可以大于0.5，有利于減小變壓器變比，從而降低原邊器件的電流應(yīng)力、減小器件的導(dǎo)通損耗、提高變換器效率，并能夠適應(yīng)寬輸入或輸出場合；另外磁芯雙向磁化，能夠提高磁芯的利用率；與其它磁復(fù)位方式的正激變換器相比，ACF變換器變壓器副邊波形無死區(qū)，適合采用自驅(qū)動(dòng)同步整流方式，能夠經(jīng)濟(jì)、高效率的完成低壓、大電流的輸出。然而，與半橋、全橋等變換器相比，ACF變換器存在輸出電流脈動(dòng)較大的缺點(diǎn)。為了減小輸出電流脈動(dòng)，需要采用較大的濾波電感，這就限制了功率密度的進(jìn)一步提高，并影響變換器的動(dòng)態(tài)性能。磁集成技術(shù)能夠減小磁件體積與輸出電流脈動(dòng)[10,11,12,13,14,15,16,17,18,19]，因此，本文研究應(yīng)用磁集成技術(shù)來減小ACF變換器的輸出電流脈動(dòng)并進(jìn)一步改善其性能。文中根據(jù)獨(dú)立性和疊加性的原理，從磁通疊加的角度解釋了磁集成技術(shù)減小電流脈動(dòng)的原理。利用交變磁通正向疊加減小電流脈動(dòng)，并據(jù)此提出磁集成ACF變換器(ACFconverterwithintegratedmagnetics,IM-ACFconverter)。與傳統(tǒng)變換器相比，IM-ACF變換器的輸出電流脈動(dòng)明顯減小，且變換器在全工作范圍內(nèi)可同時(shí)獲得最小的輸出電流脈動(dòng)和最低的原邊開關(guān)管的電壓應(yīng)力，優(yōu)化了變換器的性能。輸出電流脈動(dòng)的減小有利于提高變換器效率。本文詳細(xì)分析了該變換器的工作原理，給出磁件設(shè)計(jì)依據(jù)，并通過2臺(tái)100WIM-ACF變換器和傳統(tǒng)ACF變換器的實(shí)驗(yàn)對(duì)比驗(yàn)證了理論分析的正確性。1交變磁通的正向耦合本文以圖1(a)所示的耦合電感為例，根據(jù)疊加性原理從磁通的角度對(duì)磁集成技術(shù)減小電流紋波進(jìn)行解釋。如圖1(a)所示，耦合電感由EE型鐵心和線圈Na、Nb組成，R1、R3和R2分別是磁芯2個(gè)側(cè)柱和中柱的磁阻。圖1(b)為圖1(a)中耦合電感的等效磁路。根據(jù)疊加性原理，磁柱1中的磁通可以表示為式中：φ11為側(cè)柱1繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的磁通；φ31為側(cè)柱3繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的磁通。與此相同，也可以表示出中柱2和側(cè)柱3中的磁通。因此，圖1(b)可表示成圖1(c)的形式。由式(1)可知側(cè)柱1中的交變磁通滿足：式中：Δφ11為側(cè)柱1繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的交變磁通；Δφ31為側(cè)柱3繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的交變磁通。根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，Δφ1由側(cè)柱1的繞組電壓和線圈匝數(shù)決定。相同條件下，Δφ1不變，如果Δφ31與Δφ11極性相同，則Δφ11減小，即La中的電流脈動(dòng)減小。以上分析表明，利用交變磁通的正向耦合可以減小電流脈動(dòng)。正向耦合的交流磁通不僅可以由電感繞組產(chǎn)生，也可由變壓器繞組產(chǎn)生，這為以電感與變壓器集成來減小電感繞組電流脈動(dòng)提供了思路，而傳統(tǒng)的減小電流脈動(dòng)的方法只是局限于構(gòu)造耦合電感來獲得交變磁通正向耦合[14,15,16,17,18,19]。2im-acf換行器及其工作原則2.1變壓器變換電路由上文分析可得到圖2(a)所示的IM-ACF變換器，其中Uin、Uo分別為電路的輸入、輸出電壓；Np為繞組ab的匝數(shù)；Ns為繞組cd的匝數(shù)；NL為繞組ce的匝數(shù)；“*”表示各繞組的同名端；NL繞組提供輸出濾波電感，Co為濾波電容；Q1為主功率管；Q2為有源箝位支路的輔管；SR1、SR2為同步整流管；Cc為箝位電容；ip為ab繞組的電流；iL為ce中的電流；φ1、φ2、φ3分別表示磁芯3個(gè)磁柱的磁通。為方便起見，仍按通常習(xí)慣稱IM中的ab繞組為原邊繞組、cd繞組為副邊繞組、ce繞組為電感繞組。由圖2(b)可知，ACF變換器中變壓器繞組(ab、cd)與電感繞組(ce)的電壓極性相對(duì)關(guān)系不變，易于實(shí)現(xiàn)交變磁通正向耦合。顯然，圖2(a)所示的繞組同名端保證了交變磁通的正向耦合。改變繞組的連接關(guān)系還可得到圖3所示的IM-ACF變換器。由于兩種變換器工作原理基本相同，故下面均以圖2(a)為例進(jìn)行分析。2.2等效磁路原理為了簡化分析，忽略漏磁通。穩(wěn)態(tài)時(shí)，變換器的工作可大致分為2個(gè)階段，如圖4所示。1）階段1[0,DT]。Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷，原邊繞組兩端電壓uab、副邊感應(yīng)電壓ucd均為正，SR2導(dǎo)通，SR1截止。線圈cd與ce串聯(lián)流過電流iL。等效電路如圖4(a)所示。磁柱1的磁通φ1、磁柱3的磁通φ3增加。磁件的等效磁路如圖4(c)所示。電路滿足繞組電壓滿足2）階段2[DT,T]。Q1關(guān)斷，Q2導(dǎo)通，原邊繞組兩端電壓uab、副邊感應(yīng)電壓ucd均為負(fù)，SR2截止，SR1導(dǎo)通。電流iL經(jīng)ce續(xù)流。等效電路如圖4(b)所示。磁柱1的磁通φ1、磁柱3的磁通φ3減小。磁件的等效磁路如圖4(c)所示。電路滿足繞組電壓滿足：根據(jù)繞組兩端電壓伏秒積分為零，可得顯然，磁集成并不影響穩(wěn)態(tài)時(shí)的輸出電壓和箝位電容電壓。由式(7)可得將Δφ1=Δφ2+Δφ3代入式(11)可得Δφ13即為側(cè)柱1變壓器繞組在側(cè)柱3中產(chǎn)生的磁通分量。從上式可知，應(yīng)用所提出的集成磁件，由于變壓器繞組與電感繞組匝鏈的交變磁通正向耦合，輸出電流脈動(dòng)得以減小。根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律和式(10)有將式(13)、(14)代入到式(12)，可得由式(15)可知，如果集成磁件的磁阻設(shè)計(jì)合理，變換器在整個(gè)工作范圍內(nèi)可最大化的減小輸出電流脈動(dòng)。由于磁阻設(shè)計(jì)直接影響輸出電流脈動(dòng)的零紋波點(diǎn)，因此把合理設(shè)置零紋波點(diǎn)D作為集成磁件磁阻設(shè)計(jì)的依據(jù)。ACF變換器通常優(yōu)化設(shè)計(jì)在占空比0.5左右對(duì)稱工作，以獲得最低的原邊開關(guān)管的電壓應(yīng)力，因此，可以把零紋波點(diǎn)設(shè)置在占空比為0.5處，以使輸出電流脈動(dòng)最大化的減小，同時(shí)使原邊開關(guān)管電壓應(yīng)力最小，優(yōu)化變換器的整體性能。由此可以求得R2和R3應(yīng)滿足：將式(16)代入式(15)，可得：由式(17)可知，當(dāng)D<0.5時(shí)，電流脈動(dòng)為正，表明電感電流在[0,DT]時(shí)段內(nèi)增加，在[DT,T]時(shí)段內(nèi)減?。划?dāng)D>0.5時(shí)，電流脈動(dòng)為負(fù)，表明電感電流在[0,DT]減小，在[DT,T]時(shí)段內(nèi)增加。這是該變換器在磁集成后特有的現(xiàn)象，根據(jù)疊加性原理能夠很容易的理解該現(xiàn)象。式(12)即為疊加性原理的直觀表示，可以看出當(dāng)零紋波點(diǎn)設(shè)置在D=0.5時(shí)，如果D<0.5，因Δφ13<Δφ3，則ΔiL>0；如果D>0.5，則因Δφ13>Δφ3，ΔiL<0。根據(jù)式(3)可得Q1的電流脈動(dòng)為：將Δφ1=Δφ2+Δφ3、式(13)、(14)和(17)代入式(18)有由于低壓大電流直流模塊大多滿足NL≥Ns，因此式(19)中R2的系數(shù)通常為正。為了滿足式(16)的磁阻要求并防止鐵心飽和，鐵心的磁柱中需要加入氣隙，這會(huì)增大磁阻并引起ΔiQ1的增加。2.3最大磁密及最大交變磁密的確定根據(jù)集成磁件2個(gè)階段的等效磁路以及階段2中ip平均值為0，可推導(dǎo)出IM鐵心3個(gè)磁柱的直流磁密表達(dá)式，從而進(jìn)一步得到鐵心3個(gè)磁柱的最大磁密：式中：B1＿max、B2＿max、B3＿max為3個(gè)磁柱的最大磁密；Io為輸出電流；A1、A2、A3為各磁柱的導(dǎo)磁面積。實(shí)際的集成磁件除了要保證鐵心不能飽和，還要滿足式(16)的磁阻要求和最大輸出電流脈動(dòng)限制，以及高頻時(shí)對(duì)鐵心交變磁密的限制，則IM的設(shè)計(jì)應(yīng)該滿足式中：Bm和ΔB為根據(jù)鐵心材料特性和實(shí)際工作頻率選取的最大磁密和最大交變磁密；ΔiL＿max為最大輸出電流脈動(dòng)。3電流脈動(dòng)特性對(duì)比為了驗(yàn)證理論分析的正確性和磁集成技術(shù)的有效性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)DM-ACF變換器(ACFconverterwithdiscretedmagnetics,DM-ACFconverter)和IM-ACF變換器原理樣機(jī)，進(jìn)行對(duì)比。兩者的設(shè)計(jì)指標(biāo)及大部分元器件均相同。具體如表1所示?？紤]固定、安裝方便，取3個(gè)氣隙相等來設(shè)計(jì)IM。表2給出IM和DM(discretedmagnetics,DM)的設(shè)計(jì)結(jié)果。為了便于比較，設(shè)計(jì)時(shí)電感的磁阻與IM中電感繞組所在磁柱的磁阻相等，同時(shí)在參數(shù)設(shè)計(jì)中近似認(rèn)為輸出等效串聯(lián)電阻為10mΩ。表3給出了鐵心(金寧、牌號(hào)為2KBD)具體的工作磁通密度。圖5為IM和DM的對(duì)比照片。由表2、表3可知，所設(shè)計(jì)的IM和DM總體尺寸相當(dāng)，其中DM中的電感鐵心的磁密已經(jīng)很高，但是集成磁件鐵心利用顯然不足，還有很大的體積下降空間。通過專門定制磁芯可進(jìn)一步提高功率密度。圖6給出DM-ACF變換器和IM-ACF變換器輸出電流脈動(dòng)的對(duì)比。由圖中可以看出，采用IM，輸出電流紋波明顯減小，48V額定輸入時(shí)輸出電流脈動(dòng)近似為零，最低和最高輸入電壓時(shí)輸出電流脈動(dòng)基本相等，最大化的減小了最大輸出電流脈動(dòng)。圖7給出不同輸入電壓時(shí)，IM-ACF變換器的輸出電感電流脈動(dòng)波形。從圖中可以看出：當(dāng)額定輸入電壓48V，占空比約為0.5，輸出電流脈動(dòng)幾乎為0;36和72V輸入時(shí)，輸出電流脈動(dòng)量接近。很顯然，采用IM后，輸出電流脈動(dòng)隨輸入電壓的變化特性發(fā)生了改變；當(dāng)輸入電壓為36V，占空比大于0.5，輸出電流脈動(dòng)在[0,DT]期間增大、在[DT,T]期間減?。划?dāng)輸入電壓為72V，占空比小于0.5，輸出電流脈動(dòng)在[0,DT]期間減小、在[DT,T]期間增大。以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果均與理論分析一致。圖8給出兩種變換器的效率對(duì)比曲線。從圖可知，采用IM后變換器的效率明顯提高，在額定48V輸入時(shí)滿載效率為90%。從圖8(a)中可以看出，采用IM后，額定輸入電壓時(shí)效率在輕載和重載時(shí)提高比較明顯。輕載時(shí)，脈動(dòng)電流引起的損耗在總損耗中所占比例較大，采用IM后脈動(dòng)電流明顯減小，從而提高變換器效率。重載時(shí)，脈動(dòng)電流減小使得電流有效值減小，從而可以減小同步整流管的損耗、線路損耗和繞組損耗從而提高效率。更重要的一個(gè)原因是，額定輸入電壓時(shí)，IM-ACF變換器輸出脈動(dòng)電流近似為0，因此線路及繞組的損耗基本上為直流損耗，而DM-ACF變換器的損耗是交流電阻引起的損耗。綜合2個(gè)因素，表現(xiàn)為額定電壓輸入時(shí)重載和輕載的效率都提升明顯。圖8(b)還說明，IM-ACF變換器的效率在高壓輸入時(shí)提升明顯，這是由于高壓時(shí)DM-ACF變換器電流脈動(dòng)大，而采用IM后脈動(dòng)電流顯著減小，從而效率得到顯著提高，這與理論分析吻合。圖8(b)中所示的滿載條件下的效率提升，除了上述的因紋波電流減小所帶來的損耗減小之外，還由于鐵心鐵損減小。由表3可以看出，IM的中柱無論直流磁密還是交變磁密均很低，鐵損??；IM的磁柱1雖然交變磁密略高于DM中的變壓器，但是鐵心體積的明顯減小(變壓器鐵心體積約為4617mm3,IM磁柱1體積約1997mm3)仍會(huì)帶來鐵損的下降；磁柱3無論是交變磁密還是直流磁密均低于DM中的電感，且由于DM電感的直流磁密高(匝數(shù)受所選鐵心的限制，否則DM的總體積將明顯大于IM)，對(duì)應(yīng)鐵心體積大(電感鐵心體積約3221mm3,IM磁柱3體積約1997mm3)，鐵損高于IM磁柱3。實(shí)驗(yàn)結(jié)果說明所提出的IM-ACF變換器不僅有利于減小輸出電流紋波、減小磁件體積，還有利于提高變換器的效率。分析與實(shí)驗(yàn)都表明，靜態(tài)時(shí)IM-ACF變換器輸出輸出紋波減小，等效輸出濾波電感變大。在動(dòng)態(tài)條件下，如果Δφ31與Δφ11極性相同的條件不被打破，動(dòng)態(tài)等效輸出濾波電感仍變大，不利于提高動(dòng)態(tài)性能；當(dāng)動(dòng)態(tài)變化劇烈，Δφ31與Δφ11極性相同的條件被打破，動(dòng)態(tài)等效輸出濾波電感反而變小，有利于提高動(dòng)態(tài)性能。4電流輸出電流脈動(dòng)對(duì)于其它正激變換器，同樣可以利用