基于直流側(cè)中點電壓偏差的vienna整流器控制策略

基于直流側(cè)中點電壓偏差的vienna整流器控制策略

0電平整流器拓?fù)潆娏﹄娮友b置的廣泛應(yīng)用不僅促進(jìn)了能源的變換和應(yīng)用，而且給電氣系統(tǒng)帶來了嚴(yán)重的干擾和污染。為此,研究具有高功率因數(shù)和低輸入電流諧波畸變率(totalharmonicdistortion,THD)的綠色無污染的PWM整流裝置已成為當(dāng)今電力電子領(lǐng)域的一個熱點研究方向。三相三電平整流器(該整流器為文獻(xiàn)提出的Vienna整流器)為兩象限中點箝位式三電平PWM整流器拓?fù)?。Vienna整流器具有功率因數(shù)高、輸入電流THD低、開關(guān)器件少、開關(guān)應(yīng)力低、無開關(guān)死區(qū)問題、可靠性高等優(yōu)點,特別適用于能量單向流動的中等功率場合。該整流器的控制問題是核心,對其展開研究具有重要的理論意義和工程價值。Vienna整流器輸入相電壓為三電平,同傳統(tǒng)三電平整流器拓?fù)湟粯哟嬖谥悬c波動問題,中點電位波動會帶來偶次諧波,增大電容及功率器件電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)研究了適用于三電平逆變器的中點平衡控制方法;文獻(xiàn)研究了二極管箝位式三電平整流器中點平衡控制方法;針對Vienna整流器,文獻(xiàn)分別研究了一種基于隨機(jī)開關(guān)頻率的傳統(tǒng)滯環(huán)電流控制方法和定頻平均電流控制方法,但未進(jìn)行有效的中點平衡控制,存在中點波動問題;文獻(xiàn)研究了適用于能量平衡同步控制方法的中點平衡控制,并未對滯環(huán)控制方法下的中點平衡控制進(jìn)行探討。滯環(huán)電流控制因其控制性能較好、響應(yīng)快速、開關(guān)頻率不太高、簡單易行而廣泛運用于PWM整流器等功率因數(shù)校正電路。本文將滯環(huán)電流控制策略拓展至Vienna整流器中,并針對上述中點波動問題,將直流側(cè)中點電壓偏差引入滯環(huán)電流閉環(huán)控制系統(tǒng)中,給出了中點平衡控制理論依據(jù),在此基礎(chǔ)上設(shè)計了電壓外環(huán)控制器,給出了理論依據(jù)。1vienna整流器電路Vienna整流器的3個開關(guān)是指3個連接于整流器輸入點及直流母線電容中點的3個雙向開關(guān)(Sa、Sb、Sc表示3個開關(guān)的狀態(tài),0為開,1為合),其拓?fù)淙鐖D1所示,Ua、Ub、Uc為電網(wǎng)三相電壓;Ls為升壓電感;C1、C2為直流側(cè)電容。每個開關(guān)管承受的最大電壓是輸出母線電壓的一半,因此可以采用低耐壓器件用于高功率場合。由圖1可得Vienna整流器電路方程為式中:ii(i=a,b,c)為電感電流;UON為電容中性點到電網(wǎng)中性點電壓;Ui為整流器三相輸入電壓。以a相為例,當(dāng)開關(guān)Sa開通時,整流器a相輸入端被箝位在直流側(cè)中點O;當(dāng)開關(guān)Sa關(guān)斷時,整流器a相輸入端電壓為+UC1或–UC2,電壓正負(fù)由a相電流極性決定,得到各相相電壓為三電平。各相輸入端相對直流側(cè)電容中點電壓可表示為式中UC1、UC2為直流側(cè)電容C1、C2的電壓。直流側(cè)中點平衡時,UC1=UC2=Udc/2(Udc為直流側(cè)電壓)三相電網(wǎng)平衡系統(tǒng),由式(1)可知中點電流為流過三相開關(guān)管電流之和,即2中點電壓平衡法的抗橫電流方法2.1補(bǔ)償系數(shù)及ucd、spll帶中點電壓平衡控制的滯環(huán)電流控制框圖見圖2。圖2中:icp為中點偏置補(bǔ)償量;uf077為角頻率;KO、i*、i*分別為中性點補(bǔ)償系數(shù)和電流幅值給定值;Udc、U*dc分別為直流側(cè)電壓及其給定值;SPLL(signalphase-lockedloop)為數(shù)字鎖相環(huán)。滯環(huán)電流控制確保輸入電流波形質(zhì)量和單位功率因數(shù),帶電壓偏差的直流側(cè)穩(wěn)壓環(huán)實現(xiàn)了直流側(cè)穩(wěn)壓性能及中點電位平衡控制。2.2滯環(huán)比較器開關(guān)工作原理本文運用性能優(yōu)良的滯環(huán)電流控制作為Vienna整流器的電流環(huán)控制。這種電流控制結(jié)構(gòu)無傳統(tǒng)的電流調(diào)節(jié)器,而是用一個非線性的滯環(huán)環(huán)節(jié)取代,當(dāng)電流偏差超越+h或-h(h為滯環(huán)寬度)時,主電路功率開關(guān)管按照給定的邏輯切換,迫使電流偏差減小,達(dá)到控制電流的效果,是一種典型的非線性控制。環(huán)寬h選取需權(quán)衡網(wǎng)側(cè)電流諧波及開關(guān)頻率,h越小,開關(guān)頻率越高,電流諧波較小,但受功率開關(guān)限制,開關(guān)頻率不能太高;h越大,開關(guān)頻率降低,電流諧波較大。依據(jù)文獻(xiàn)整流器滯環(huán)控制最小環(huán)寬公式式中:T為采樣周期;L為輸入電感。由式(5)即可獲得滿足要求的最小環(huán)寬。由于Vienna整流器采用雙向開關(guān),電流方向不同時,滯環(huán)比較器開關(guān)邏輯也不一樣,開關(guān)管工作邏輯為以a相為例,規(guī)定電流ia流入為正方向,電路工作狀態(tài)分析如下:1)Ua>0時,開關(guān)管Sa1導(dǎo)通,Sa2的反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通,Sa1、Sa2為連接于a相輸入和直流側(cè)中點間的2個單向功率開關(guān)。此時電感儲能,電感電流ia增大,其工作狀態(tài)如圖3(a)所示,當(dāng)增大到滯環(huán)上限值ia*+h時,Sa1關(guān)斷,電感通過a相上橋臂二極管對C1充電并對負(fù)載放電,此時電感電流減小,其工作狀態(tài)如圖3(b)所示,當(dāng)減小到滯環(huán)下限值ai*-h時,Sa1重新導(dǎo)通。2)Ua<0時,開關(guān)管Sa2導(dǎo)通,Sa1的反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通,電感儲能,此時電感電流ia減小,其工作狀態(tài)如圖3(c)所示,當(dāng)減小到滯環(huán)下限值ai*-h時,Sa2關(guān)斷,電感通過a相下橋臂二極管對C2充電并對負(fù)載放電,此時電感電流增大,其工作狀態(tài)如圖3(d)所示,當(dāng)增大到滯環(huán)上限值ai*+h時,Sa2重新導(dǎo)通。2.3電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)Vienna整流器的電壓外環(huán)與傳統(tǒng)整流器的電壓外環(huán)作用相同,即為電流內(nèi)環(huán)提供指令電流i*,以穩(wěn)定直流側(cè)電壓。故其控制系統(tǒng)整定時,應(yīng)考慮電壓環(huán)的抗擾性,選用PI控制器作為電壓外環(huán)控制器。經(jīng)簡化后的電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)見圖4。圖4中:Kv、Tv為電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù);Tcv為慣性時間常數(shù);C=C1+C2為直流側(cè)電容容值?？砂吹湫虸I型系統(tǒng)設(shè)計電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器,得到電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為式中Tev為慣性時間常數(shù)Tcv與電流內(nèi)環(huán)小時間常數(shù)3Ts之和。由此,得電壓環(huán)中頻寬為由典型II型系統(tǒng)控制器參數(shù)整定關(guān)系得綜合考慮電壓環(huán)控制系統(tǒng)的抗擾性及跟隨性,工程上一般取中頻寬hv=Tv/Tev=5,代入式(9)中,計算得電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為式中τv為電壓外環(huán)采樣小慣性時間常數(shù)。2.4電流控制及ko的選取電容中點的不對稱通常由直流電流和低頻交流分量造成。電壓的不對稱會產(chǎn)生偶次諧波,增大電容和功率器件的電壓應(yīng)力,不利于整流器的安全運行。因此需采用中點電位平衡控制消除中點波動帶來的上述影響,當(dāng)直流側(cè)電容電壓不平衡時,令為補(bǔ)償因負(fù)載波動引起的直流側(cè)電容不平衡,將中點電壓補(bǔ)償引入電流控制,對三相給定電流幅值加入一個中點偏置補(bǔ)償量(圖3中的icp),其表達(dá)式為式中Ko為中性點補(bǔ)償系數(shù)。若UC1>UC2,則給定電流參考量i*會疊加一個含中點信息的直流量,使得UC2增加;若UC1<UC2,則i*會減去一個含中點信息的直流量,使得UC2減少。Ko為中性點補(bǔ)償系數(shù),也為中性點誤差放大倍數(shù),并決定中點平衡控制性能;同時Ko決定了icp大小,icp最終疊加到指令電流i*中去,icp為含有一定諧波的直流量會影響輸入電流波形質(zhì)量。于是Ko的選取需要權(quán)衡中點平衡性能及網(wǎng)側(cè)電流諧波:Ko越大,中點平衡特性越好,網(wǎng)側(cè)電流諧波較大;Ko越小,中點平衡特性越差,網(wǎng)側(cè)電流諧波較小。網(wǎng)側(cè)電流THD標(biāo)準(zhǔn)為小于5%,于是在滿足網(wǎng)側(cè)電流THD小于5%前提下盡可能增大Ko以確保較好的中點平衡控制性能。得到合成后的參考電流值為為防止直流側(cè)中點產(chǎn)生較大的偏置疊加到指令電流i*中去,影響輸入電流質(zhì)量,通常會對icp進(jìn)行限幅。3vienna整流器閉環(huán)控制系統(tǒng)試驗驗證為驗證文中方案的可行性和正確性,搭建了一臺基于TMS320F2812控制器的Vienna整流器實驗樣機(jī),對文中提出的方案進(jìn)行了實驗驗證(如圖5所示)。開環(huán)穩(wěn)態(tài)試驗參數(shù)為:Ua=Ub=Uc=100V,Ls=3mH,C1=C2=2200μF,R=60uf057,i*=5A,A/D采樣頻率fs=15kHz。穩(wěn)態(tài)實驗波形見圖6。圖6(a)為開環(huán)穩(wěn)態(tài)負(fù)載無波動情況下Vienna整流器網(wǎng)側(cè)電壓電流及直流側(cè)輸出波形。圖6(b)為輸入相電流諧波分析,測得電流THD=3.82%,網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為0.992。由圖6(a)(b)波形可知,輸入電流為諧波含量較少的正弦波且網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù),直流側(cè)輸出恒定直流,系統(tǒng)具有優(yōu)良的輸入輸出性能。圖6(c)為輸入相電壓相電流波形,圖6(d)為輸入線電壓相電流波形,由圖6(c)(d)可知,Vienna整流器輸入相電壓為三電平波形,線電壓為五電平波形,驗證了該整流器的三電平特性。對Vienna整流器的閉環(huán)控制系統(tǒng)進(jìn)行了試驗驗證:設(shè)定Udc*=200V,直流側(cè)負(fù)載R在60uf057和120uf057之間動態(tài)切換,結(jié)果如圖7所示。圖7為負(fù)載突減和負(fù)載突增情況下網(wǎng)側(cè)電壓電流波形及直流側(cè)電壓波形。由圖7可見,在負(fù)載波動的情況下,通過閉環(huán)控制策略的作用,Vienna整流器直流輸出電壓在較短時間內(nèi)可恢復(fù)至給定值200V,從而驗證了系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能。驗證了閉環(huán)控制系統(tǒng)的正確性和可行性。在不同負(fù)載情況下對中點平衡控制策略進(jìn)行了閉環(huán)試驗驗證,結(jié)果如圖8所示。圖8(a)為負(fù)載由120Ω突變到60Ω情況下,未加中點平衡控制時的直流側(cè)上下電容電壓、中點電壓及輸入電流波形。圖8(b)為負(fù)載由120Ω突變到60Ω情況下,加上中點平衡控制策略時直流側(cè)上下電容電壓、中點電壓及輸入電流波形。由圖8可見,未加中點平衡控制時,中點電位在uf0b120V范圍波動,在加入中點平衡控制策略后,中點電位控制在uf0b13V范圍內(nèi),中點偏移得到較好控制,母線電容電壓達(dá)到均衡,驗證了本文提出中點平衡控制算