基于dmwpwm的三電平z源逆變器中點(diǎn)電位平衡控制

基于dmwpwm的三電平z源逆變器中點(diǎn)電位平衡控制

0新型z源變壓器拓?fù)渲悬c(diǎn)三平壓逆差的特點(diǎn)比兩平壓結(jié)構(gòu)有很多優(yōu)點(diǎn)。例如，功率管的電壓強(qiáng)度低，開關(guān)損失低，波形波形含量低。因此，它是中壓之間的交流、fabc和并網(wǎng)的首選。盡管中點(diǎn)箝位三電平逆變器具有較好的輸出性能,但其仍屬降壓型逆變器。為了輸出幅值較高的交流電壓,傳統(tǒng)解決辦法是在直流側(cè)增加一級(jí)升壓電路,這在增加系統(tǒng)硬件成本的同時(shí)也增加了系統(tǒng)控制的復(fù)雜性,而Z源逆變器只需在中間直流環(huán)節(jié)增加一個(gè)X形阻抗網(wǎng)絡(luò),通過合理的直通控制即可實(shí)現(xiàn)直流升壓作用。新加坡學(xué)者LohP.C.在文獻(xiàn)中最先提出三電平Z源逆變器拓?fù)?但均采用雙直流電源結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)提出一種單直流電源電容分壓結(jié)構(gòu)的NPC三電平Z源逆變器拓?fù)?并采用直通占空比前饋補(bǔ)償法抑制中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)及直流偏移,該方法只需檢測(cè)上下電容電壓,較易實(shí)現(xiàn),但需人為設(shè)置一個(gè)比例系數(shù),且在實(shí)時(shí)改變直通占空比控制中點(diǎn)電位的同時(shí),會(huì)在直通占空比中引入高頻分量,增加輸出電壓的諧波含量。因此,維持恒定直通占空比條件下的消除中點(diǎn)電位低頻振蕩及抑制直流偏移成為電容分壓NPC三電平Z源逆變器的研究重點(diǎn)。本文針對(duì)單電源電容分壓式NPC三電平Z源逆變器拓?fù)?介紹上下直通狀態(tài)與中點(diǎn)電位的關(guān)系,分析DMWPWM原理,提出一種基于DMWPWM的三電平Z源逆變器中點(diǎn)電位平衡控制方法。該方法在不改變直通占空比的基礎(chǔ)上較好地抑制中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)及直流偏移。最后仿真驗(yàn)證所提出控制方法的有效性。1系統(tǒng)工作原理圖1所示為單電源電容分壓式NPC三電平Z源逆變器拓?fù)?Vo為直流電源。與傳統(tǒng)NPC三電平逆變器相比,該拓?fù)湓谥绷鱾?cè)增加一個(gè)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò),其中LZ1=LZ2、CZ1=CZ2,直流電源經(jīng)電容C1、C2(C1=C2)分壓后形成中點(diǎn)o并連接至三相逆變橋的中點(diǎn),系統(tǒng)可工作于傳統(tǒng)NPC三電平逆變狀態(tài)、上直通狀態(tài)及下直通狀態(tài)。其中,上直通對(duì)應(yīng)導(dǎo)通D1、SX1、SX2、SX3、DX2(X=A,B,C),下直通對(duì)應(yīng)導(dǎo)通D2、SX2、SX3、SX4、DX1。為了維持Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓平衡,減小逆變器輸出電壓的諧波含量,上直通時(shí)間TU與下直通時(shí)間TG需保持相等。滿足TU=TG=T0條件下的Z網(wǎng)絡(luò)輸出電壓Vi為式中:直通占空比D=T0/T;升壓系數(shù)B=1/(1-2D)。輸出相電壓峰值為式中:M為調(diào)制系數(shù);X∈{A,B,C}。由式(1)、式(2)可知,系統(tǒng)降壓運(yùn)行時(shí)可令T0=0、B=1;升壓運(yùn)行時(shí)T0>0、B>1。2內(nèi)壓層內(nèi)中點(diǎn)電流的影響NPC三電平Z源逆變器每相有P、O、N三種狀態(tài),設(shè)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)X相箝位于O狀態(tài)的占空比為dX0,則一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流入中點(diǎn)o的電流為中點(diǎn)電位uo與平均中點(diǎn)電流io的關(guān)系為式中,C=C1=C2為分壓電容。由文獻(xiàn),NPC三電平Z源逆變器在傳統(tǒng)PWM調(diào)制下,中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)無法消除的根本原因是中點(diǎn)電流io在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值不為零。因此,為了使分壓電容均壓,需維持單位開關(guān)周期內(nèi)io的平均值恒為零。NPC三電平Z源逆變器脈寬調(diào)制時(shí)直通狀態(tài)的插入需維持負(fù)載側(cè)伏秒平衡,文獻(xiàn)具體分析了參考矢量位于不同扇區(qū)時(shí)兩種直通狀態(tài)對(duì)平均中點(diǎn)電流的影響,得出一個(gè)重要結(jié)論:當(dāng)上下直通時(shí)間相等時(shí),平均中點(diǎn)電流與直通狀態(tài)無關(guān),即只需維持無直通狀態(tài)插入時(shí)的平均中點(diǎn)電流恒為零,即可保證直通狀態(tài)插入后的中點(diǎn)電位不出現(xiàn)低頻波動(dòng)。根據(jù)前述平均中點(diǎn)電流數(shù)學(xué)模型,在任意開關(guān)周期內(nèi),三相負(fù)載對(duì)稱且維持dA0=dB0=dC0即可保證中點(diǎn)電流平均值恒為零。由PWM調(diào)制理論,線性調(diào)制區(qū)內(nèi)的dX0可表示為因此,為了使平均中點(diǎn)電流為零,三相零狀態(tài)占空比需相等,即三相調(diào)制波需滿足3中點(diǎn)電位平衡法的確定3.1調(diào)制波的分解傳統(tǒng)單調(diào)制波載波PWM不滿足式(6),因而不能消除中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)。而新穎的雙調(diào)制波技術(shù)可以在遵循電壓等效原則與中點(diǎn)平衡原則的基礎(chǔ)上,把每一相的單調(diào)制波分解為雙調(diào)制波,以增加零狀態(tài)占空比的分配自由度,從而使io=0恒成立。調(diào)制波分解步驟如下:(1)對(duì)三相參考電壓uA、uB、uC進(jìn)行居中化處理。居中化后的三相調(diào)制波為式中,uoff=-(max(uA,uB,uC)+min(uA,uB,uC))/2。居中化的三相調(diào)制波在任意時(shí)刻可分為最大電壓umax、中間電壓umid、最小電壓umin。(2)分解每一相居中化的單調(diào)制波,即uctrX=uctrXp+uctrXn。其中上調(diào)制波uctrXp≥0,下調(diào)制波uctrXn≤0。令uXn-uXp=(min(uA,uB,uC)-max(uA,uB,uC))/2,則三相雙調(diào)制波信號(hào)分解后的A相雙調(diào)制波信號(hào)如圖2所示,三相零狀態(tài)占空比示意圖如圖3所示。可見,任意開關(guān)周期內(nèi)dmax0=dmido=dmin0,中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)得以消除。3.2中間電壓相對(duì)應(yīng)的狀態(tài)變化規(guī)律通過對(duì)umax、umid、umin分解的雙調(diào)制波與載波進(jìn)行比較并分析,一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)最大電壓相對(duì)應(yīng)的狀態(tài)變化規(guī)律為{1,0,0,1},中間電壓相對(duì)應(yīng)的狀態(tài)變化規(guī)律為{1,0,-1,-1,0,1},最小電壓相對(duì)應(yīng)的狀態(tài)變化規(guī)律為{0,-1,-1,0}。據(jù)此,本文設(shè)計(jì)一種新穎的上下直通狀態(tài)插入方法,即:上直通狀態(tài)插入于最大電壓相處于中間位置零狀態(tài)的外側(cè),下直通狀態(tài)插入于最小電壓相處于兩側(cè)位置零狀態(tài)的內(nèi)側(cè),具體原理圖如圖4所示。由圖4,前半個(gè)開關(guān)周期內(nèi),上直通狀態(tài)只是延遲關(guān)斷SX1,下直通狀態(tài)只是提前導(dǎo)通SX4,因此不會(huì)增加開關(guān)損耗。3.3中點(diǎn)電位控制原理NPC三電平Z源逆變器正常工作時(shí),直通狀態(tài)的插入、中點(diǎn)電位初始不平衡、逆變器硬件參數(shù)不對(duì)稱或PWM不對(duì)稱等原因都有可能使中點(diǎn)電位產(chǎn)生直流偏移,因此在消除中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)的同時(shí),需要對(duì)中點(diǎn)電位的直流偏移進(jìn)行控制。根據(jù)上節(jié)提出的直通狀態(tài)插入方法,本文采用中點(diǎn)電位反饋控制,通過實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)中間電壓雙調(diào)制波,靈活改變中間電壓零狀態(tài)占空比,消除上下直通等因素對(duì)中點(diǎn)電位的影響,具體控制原理圖如圖5所示。設(shè)中間電壓的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)量為Δu,即經(jīng)過動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié),式(9)仍滿足電壓等效原則,但中間電壓零狀態(tài)占空比改變,變化量Δdmido=-2Δu,平均中點(diǎn)電流io=Δdmidoimid。由電荷守恒定律可得式中,uo=(VC2-VC1)/2;imid為中間電壓相的電流;T為開關(guān)周期。Δu的約束條件為4不同電壓下的仿真基于Matlab對(duì)所提出的中點(diǎn)電位控制方法進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真參數(shù)設(shè)置如表1所示。設(shè)0.2s前直通占空比D=0,系統(tǒng)工作于非升壓狀態(tài),0.2s后進(jìn)行升壓,D=0.1。仿真結(jié)果如圖6~圖9所示。圖6所示為分壓電容無初始電壓的傳統(tǒng)單調(diào)制波調(diào)制仿真結(jié)果。由于直通狀態(tài)的插入不影響中點(diǎn)電位,VC1、VC2維持200V左右,但由于三相零狀態(tài)占空比不等,VC1、VC2及VZC1、VZC2存在幅值較大低頻波動(dòng)。圖7所示為分壓電容無初始電壓且施加中點(diǎn)電位振蕩控制的仿真結(jié)果。0.2s前Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓Vi等于直流輸入電壓400V,0.2s后升壓運(yùn)行,Vi峰值上升至500V。由于未加中點(diǎn)電位直流偏移控制,不對(duì)稱因素使得VC1、VC2出現(xiàn)圖7(c)所示的嚴(yán)重偏差,導(dǎo)致上下直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓不相等。但此時(shí)三相零狀態(tài)占空比相等,平均中線電流為零,VZC1、VZC2的低頻振蕩較傳統(tǒng)單調(diào)制波調(diào)制時(shí)有較大的改善。圖8所示為分壓電容無初始電壓且施加中點(diǎn)電位平衡控制的仿真結(jié)果。由于施加中點(diǎn)電位直流偏移控制,直流側(cè)分壓電容均壓,較好地抑制了中點(diǎn)電位的低頻振蕩及直流偏移,升壓運(yùn)行時(shí)上下直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓相等。圖9所示為施加中間電位平衡控制且分壓電容初始電壓不等條件下的VC1、VC2波形。設(shè)C1初始電壓300V,C2初始電壓100V,經(jīng)過0.015s中點(diǎn)電位達(dá)到平衡,有效驗(yàn)證了本文中點(diǎn)電位直流偏移控制方法的有效性。5采用雙調(diào)制波振幅控制本文研究了單直流電源電容分壓結(jié)構(gòu)的NPC三電平Z源逆變器,介紹了系統(tǒng)直通原理及上下直通時(shí)間與