gps中載波跟蹤算法綜述

gps中載波跟蹤算法綜述

gps網(wǎng)絡(luò)接口系統(tǒng)隨著軟件通信技術(shù)的發(fā)展，基于軟件通信的gps軟件接收機(jī)逐漸取代了傳統(tǒng)基于特定用途的電路治理（（asic）結(jié)構(gòu)的硬件接收器。成為gps接收器研究的熱點(diǎn)。真正意義上的軟件接收機(jī)(SoftwareGPSReceiver)應(yīng)是除射頻前端外，其余所有部分均由軟件在PC機(jī)上實(shí)現(xiàn)。在GPS軟件接收機(jī)技術(shù)當(dāng)中，恢復(fù)出與調(diào)制載波同頻同相的相干載波即載波跟蹤技術(shù)是關(guān)鍵技術(shù)之一。國內(nèi)外學(xué)者對載波跟蹤技術(shù)進(jìn)行了大量的研究，取得了很多成果，但也有很多問題需要繼續(xù)深入研究。本文主要對當(dāng)前載波跟蹤算法的研究成果進(jìn)行歸類分析，對其研究方向進(jìn)行展望。1實(shí)時同擾動技術(shù)介紹文獻(xiàn)給出了一種典型載波跟蹤環(huán)的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。由圖1可以看出，載波跟蹤技術(shù)可以分為純載波跟蹤環(huán)跟蹤技術(shù)和外部輔助載波跟蹤技術(shù)兩大類。國內(nèi)外學(xué)者對載波跟蹤算法的研究也可以從這兩方面進(jìn)行總結(jié)。2新型能量的設(shè)計(jì)根據(jù)環(huán)路鑒別器提取誤差控制量的不同，載波跟蹤環(huán)可以分為鎖頻環(huán)(FLL)和鎖相環(huán)(PLL)。當(dāng)環(huán)路鑒別器采用頻率鑒別算法時，環(huán)路為FLL；當(dāng)環(huán)路鑒別器采用相位鑒別算法時，環(huán)路為PLL。由圖1可以看出，鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)關(guān)鍵是環(huán)路鑒別器的設(shè)計(jì)和環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)。一般純載波跟蹤環(huán)結(jié)構(gòu)如圖2所示(包含(1))，其改進(jìn)方法如圖2中(2)，(3),(4),(5)所示。由圖2可以看出，載波跟蹤環(huán)的優(yōu)化設(shè)計(jì)可以從三個方面進(jìn)行：首先是對環(huán)路結(jié)構(gòu)中的環(huán)路鑒別器、環(huán)路濾波器進(jìn)行分析和優(yōu)化設(shè)計(jì)；其次是充分利用鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)各自的優(yōu)點(diǎn)，設(shè)計(jì)一種基于二者的混合載波跟蹤環(huán)路，使所設(shè)計(jì)的環(huán)路能夠根據(jù)工作的動態(tài)或噪聲環(huán)境的變化自動切換；再次是利用自適應(yīng)門限技術(shù)、智能控制算法、智能估計(jì)算法以及降噪技術(shù)對環(huán)路的性能進(jìn)行改進(jìn)。2.1通道檢測裝置和濾波裝置的分析和優(yōu)化設(shè)計(jì)2.11相位鑒別算法輸出不受信噪比影響的輸出環(huán)路鑒別器通常采用的算法主要有頻率鑒別算法和相位鑒別算法。文獻(xiàn)對常用頻率鑒別算法以及常用相位鑒別算法進(jìn)行了分類和比較，分別如表1和表2所示。表1中dot=IPS1iIPS2+QPS1iQPS2,cross=IPS1iQPS2-QPS1iIPS2。IPS,QPS的定義如圖1所示,即為積分清除器的輸出。IPS1,QPS1為IPS,QPS在1t時刻的采樣，IPS2,QPS2為IPS,QPS在1t時刻的下一時刻t2的采樣，并且這兩個時刻的采樣在同一個數(shù)據(jù)位以內(nèi)。下一對采樣在t2之后的(t1-t2)秒處，依次類推。頻率鑒別算法(1)在高信噪比時接近最佳，斜率正比于信號幅度A，運(yùn)算量適中；頻率鑒別算法(2)在低信噪比時接近最佳，斜率正比于信號幅度的平方A2，運(yùn)算量最低；頻率鑒別算法(3)是一種最大似然估計(jì)器，在高和低信噪比時最佳，斜率與信號幅度無關(guān)，但對運(yùn)算量要求最高。表2中IPS,QPS的定義和表1中的定義相同。相位鑒別算法(1)在高信噪比時接近最佳，斜率與信號幅度成正比，運(yùn)算量要求最低;相位鑒別算法(2)在低信噪比時接近最佳，斜率與信號幅度的平方A2成正比，運(yùn)算量中等;相位鑒別算法(3)次最佳，但在高和低信噪比時性能良好，斜率與信號幅度大小無關(guān)，運(yùn)算量要求較高，并且必須核對，以區(qū)分接近±900時分母為0的錯誤;相位鑒別算法(4)在高和低信噪比時最佳(最大似然估計(jì)器)，斜率不依賴信號幅度，運(yùn)算量最大。文獻(xiàn)對相位鑒別算法(2)和相位鑒別算法(3)進(jìn)行了比較,得出了在低信噪比條件下,前者具有較寬穩(wěn)定的鑒相范圍，而在高信噪比條件下，后者的線性鑒相范圍更寬；對相位鑒別算法(1)和相位鑒別算法(4)進(jìn)行了比較，得出了相位鑒別算法(1)的輸出不受信噪比的影響，但其相位鑒別范圍比相位鑒別算法(4)窄的結(jié)論。結(jié)論1：頻率鑒別算法或相位鑒別算法主要有三個指標(biāo)：線性鑒別范圍、鑒別誤差，算法運(yùn)算量的大小。鑒別器算法的選擇可以根據(jù)具體情況綜合以上三個指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)。同時也可以看出，設(shè)計(jì)性能更加優(yōu)良的鑒別算法也是值得研究的方向之一。2.1.2pll環(huán)路濾波器文獻(xiàn)對環(huán)路濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行了詳細(xì)介紹。接收機(jī)FLL頻率誤差的主要來源是熱噪聲頻率顫動和動態(tài)應(yīng)力誤差。對于FLL的經(jīng)驗(yàn)方法跟蹤門限是：由所有環(huán)路應(yīng)力源所造成顫動的3σ值，在一個預(yù)檢測積分時間T內(nèi)不允許超過90°。因此，經(jīng)驗(yàn)方法的FLL跟蹤門限是：式中，fe=dn3+16R0ωdtnnn+1(Hz),其中n為環(huán)路濾波器階數(shù)；ωn為環(huán)路固有頻率；dn+1Rdtn+1為衛(wèi)星和接收機(jī)之間最大視距的n+1階導(dǎo)數(shù)；Bn為環(huán)路噪聲帶寬(Hz)；比值；對于PLL的經(jīng)驗(yàn)方法跟蹤門限是：由所有環(huán)路誤差源造成的誤差的3σ值，在一個預(yù)檢測積分時間T內(nèi)不允許超過45°。式中，σj為除動態(tài)應(yīng)力誤差外的所有其他誤差源造成的1σ相位顫動，θe為PLL環(huán)路動態(tài)應(yīng)力誤差。PLL環(huán)路的經(jīng)驗(yàn)方法門限為：式中，σtPLL為1σPLL熱噪聲(度)，σv為1σ由振動引起的振蕩器顫動(度)，θA由阿侖方差引起的振蕩器顫動(度)。σtPLL、σv、θA和θe可由式(4-7)計(jì)算得到：其中式(5)中fL為L頻段的輸入頻率(Hz)；Sv(fm)為fm函數(shù)的振蕩器振動靈敏度，以每個G的表示；fm為隨機(jī)振動的調(diào)制頻率(Hz)；P(fm)為fm函數(shù)的隨機(jī)振動的功率曲率，以G2/Hz表示；G加速度應(yīng)力；式(6)、(7)中下標(biāo)3表示PLL為3階環(huán)。由于其他的PLL顫動源或者可能是瞬時的，或者可能忽略，因此常常把熱噪聲作為唯一的載波跟蹤誤差源，即取σPLL=σtPLL+3θe≤15(8)由式(1-8)可以看出，環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)主要考慮4個參數(shù)，即預(yù)檢測積分時間、信噪比、動態(tài)范圍以及濾波器噪聲帶寬。文獻(xiàn)對不同預(yù)檢積分時間，不同動態(tài)環(huán)境，不同信噪比，不同帶寬等條件下對鎖頻環(huán)的性能進(jìn)行了分析，給出了不同動態(tài)環(huán)境下濾波器噪聲帶寬的選擇條件。文獻(xiàn)對鎖頻環(huán)的跟蹤性能進(jìn)行了分析，得出的結(jié)論如下：鑒頻器輸出的是載波頻率誤差，因此具有較好的動態(tài)性能；而鎖相環(huán)在低動態(tài)或靜態(tài)環(huán)境下，當(dāng)環(huán)路閉合穩(wěn)定時比鎖頻環(huán)具有更高的跟蹤精度。文獻(xiàn)對相位鑒別算法(1)和相位鑒別算法(4)在不同信噪比條件,不同預(yù)檢測積分時間下進(jìn)行了比較,得出了在20≤C/N0≤28(dB-Hz)時,當(dāng)采用1ms的預(yù)檢測積分時較好,當(dāng)C/N0<20(dB-Hz)時應(yīng)采用更長的預(yù)檢測積分時間如20ms的結(jié)論。文獻(xiàn)對環(huán)路濾波器的輸入相位噪聲方差和環(huán)路帶寬之間的關(guān)系進(jìn)行了分析，得出載波跟蹤環(huán)帶寬nB越寬，噪聲干擾引起的相位噪聲誤差越嚴(yán)重；對載體的動態(tài)和環(huán)路帶寬之間的關(guān)系進(jìn)行了分析，得出從降低動態(tài)誤差來考慮，環(huán)路帶寬應(yīng)盡量寬。結(jié)論2：環(huán)路濾波器的動態(tài)誤差和環(huán)路帶寬是一對矛盾關(guān)系，環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)必須參考載波跟蹤環(huán)的動態(tài)特性以及輸入信號信噪比的大小，做到動態(tài)誤差和環(huán)路帶寬兩者兼顧。2.2濾波器階數(shù)的確定對大多數(shù)GPS接收機(jī)應(yīng)用而言，絕大部分時間都工作在中低動態(tài)環(huán)境下，只有少數(shù)時間工作在高動態(tài)環(huán)境下。因此，較理想的載波跟蹤環(huán)應(yīng)該根據(jù)環(huán)境的變化使FLL和PLL交替工作：在中低動態(tài)環(huán)境下載波跟蹤模式是PLL，采用較窄的環(huán)路濾波器帶寬以獲得較精確的載波相位估計(jì)，在高動態(tài)環(huán)境下轉(zhuǎn)入FLL跟蹤模式，采用較寬的濾波器帶寬以適應(yīng)載體的動態(tài)變化。對C/A碼信號而言，當(dāng)由快速捕獲剛轉(zhuǎn)入跟蹤時，多普勒頻率預(yù)測的分辨率一般為1KHz，殘余的多普勒頻率還比較大，這時需要把頻率牽引到鎖頻環(huán)或鎖相環(huán)的工作范圍內(nèi)，通常所用的頻率牽引元器件為四相鑒頻器。文獻(xiàn)對最佳環(huán)路濾波器的階數(shù)進(jìn)行了研究，得出的結(jié)論如下：對于相位階躍輸入，一階環(huán)是最佳的；只考慮頻率階躍輸入(只伴隨加性噪聲)的情況下，二階環(huán)是最佳的，在只考慮頻率斜升輸入(只伴隨加性噪聲)的情況下，三階環(huán)是最佳的。為了充分利用鎖頻環(huán)，鎖相環(huán)各自在不同動態(tài)條件下的優(yōu)點(diǎn)，文獻(xiàn)對一種基于FLL和PLL的混合載波跟蹤算法進(jìn)行了研究。一種二階鎖頻環(huán)輔助三階鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3中，?f為頻率鑒別器輸出的頻率誤差，?p為相位鑒別器輸出的相位誤差，ωnf為鎖頻環(huán)的固有頻率，ωnp為鎖相環(huán)的固有頻率。結(jié)論3：混合載波跟蹤環(huán)可以充分利用鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)各自的優(yōu)點(diǎn)，提高載波跟蹤環(huán)的動態(tài)適應(yīng)能力，不足之處是增加了環(huán)路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性。2.3新型同帶帶動態(tài)濾波器跟蹤算法由式(4)，(7)，(8)可以看出，當(dāng)信噪比一定時，不同動態(tài)環(huán)境對噪聲門限的要求并不相同?；诖?，文獻(xiàn)提出了三階跟蹤環(huán)的一種自適應(yīng)門限算法。改進(jìn)后的載波跟蹤環(huán)結(jié)構(gòu)如圖2中(2)所示，該算法描述如下：Step1:在式(8)中,取假定跟蹤誤差只由動態(tài)應(yīng)力誤差引入，即θe=θe3=100，代入式(7)可得：Step2:根據(jù)式(4)按照選定的信噪比和Step1中估計(jì)出的帶寬nB計(jì)算出σtPLL;Step3:根據(jù)Step1中σPLL的取值，計(jì)算出Step4:將θe代入式(7)，求得，重復(fù)Step2,Step3,Step4，當(dāng)計(jì)算所得兩步之間的帶寬nB變化小于某一固定值時(如小于0.1Hz)，即可取該帶寬nB為環(huán)路濾波器的帶寬。文獻(xiàn)分析了小波降噪的良好性能，將小波降噪技術(shù)引入到載波跟蹤環(huán)中，改進(jìn)后的結(jié)構(gòu)如圖2中(3)所示(智能降噪技術(shù)為小波降噪)。文獻(xiàn)提出了一種基于模糊邏輯控制器和三階鎖相環(huán)的動態(tài)載波跟蹤方案，結(jié)構(gòu)如圖2中(4)所示(智能算法模塊代表模糊控制器)。同時得出了設(shè)計(jì)的環(huán)路和傳統(tǒng)環(huán)路相比可大幅縮短載波跟蹤時間，減小環(huán)路濾波器帶寬，并能消除周跳的結(jié)論。文獻(xiàn)采用最大似然估計(jì)算法(MLE)對偽碼時延和載波多普勒頻率進(jìn)行了估計(jì)；文獻(xiàn)[7,11,12,13,14,15]對卡爾曼濾波算法(KF)，擴(kuò)展卡爾曼濾波算法(EKF)，叉積自動頻率跟蹤環(huán)算法(CPAFC)、頻率擴(kuò)展卡爾曼濾波算法(FEKF)，數(shù)字鎖相環(huán)算法(DPLL)等對GPS衛(wèi)星信號的載波相位、載波頻率、頻率的各階變化率以及偽碼時延進(jìn)行了估計(jì)。這些研究對載波跟蹤環(huán)路的改進(jìn)如圖2中(5)所示。文獻(xiàn)對以上幾種智能估計(jì)算法進(jìn)行了比較分析，得出結(jié)論如下：FEKF算法具有最低的門限，說明該算法在惡劣的噪聲環(huán)境中仍然具有良好的跟蹤性能；MLE算法和EKF算法的頻率估計(jì)誤差都很小(幾赫茲)，但兩種算法也都比較復(fù)雜；比較FEKF算法和EKF算法以及CPAFC算法和DPLL算法可見，去除輸入信號相位的算法(FEKF和CPAFC)比利用輸入信號相位的算法(EKF和DPLL)具有更低的信噪比門限，但頻率估計(jì)誤差卻大很多，這說明前者在信噪比門限上的改進(jìn)是以犧牲頻率估計(jì)精度為代價的。結(jié)論4：利用自適應(yīng)門限技術(shù)可以使載波跟蹤環(huán)的噪聲帶寬隨著外界環(huán)境的變化自動調(diào)節(jié)，提高了環(huán)路的跟蹤性能；降噪技術(shù)的采用提高了跟蹤環(huán)在弱信號情況下的跟蹤能力。不足之處是兩種方法都提高了算法的復(fù)雜程度，加長了算法的運(yùn)算時間。智能控制算法或智能估計(jì)算法可以對載波跟蹤環(huán)的信噪比門限進(jìn)行改進(jìn)，或可提高頻率估計(jì)精度，但信噪比門限和頻率估計(jì)精度是一對矛盾，在具體的設(shè)計(jì)中應(yīng)予以綜合考慮。3gps/in組合導(dǎo)航GPS的測量誤差不隨時間積累,測量精度高，但易受干擾;而慣性導(dǎo)航(INS)采用全自主的導(dǎo)航方式，不受外界干擾，但測量誤差隨時間積累。因此，GPS/INS組合導(dǎo)航的研究是目前眾多組合導(dǎo)航研究的重點(diǎn)之一。從GPS和INS的耦合程度進(jìn)行區(qū)分，二者的耦合可以分為松耦合和緊耦合兩種基本組合模式，但近幾年一些學(xué)者基于緊耦合模式提出了一種超緊致耦合模式，并進(jìn)行了相關(guān)研究。三種組合模式中松耦合模式GPS接收機(jī)獨(dú)立于慣導(dǎo)系統(tǒng)工作，慣導(dǎo)并不對GPS載波跟蹤進(jìn)行輔助，故不在本文的分析范圍內(nèi)。3.1模型2:慣導(dǎo)為等溫方法，包括同現(xiàn)有現(xiàn)有網(wǎng)絡(luò)的混合結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和改進(jìn)的血壓跟蹤環(huán)路跟蹤算法，如通過設(shè)置卡爾曼濾波器和gps等緊耦合GPS/INS的優(yōu)點(diǎn)主要體現(xiàn)在GPS和INS的互相輔助上。首先GPS接收機(jī)能夠充分利用由慣導(dǎo)提供的速度輔助，使GPS跟蹤環(huán)在很窄的噪聲帶寬上運(yùn)行，降低了載波跟蹤門限值，使GPS接收機(jī)在高動態(tài)情況和強(qiáng)干擾環(huán)境下能更好的工作，并增加了GPS系統(tǒng)抗干擾的魯棒性；其次未經(jīng)處理的偽距和偽距率測量結(jié)果可以直接送入卡爾曼濾波器，修正慣導(dǎo)系統(tǒng)的累積誤差。一種緊耦合組合方式的原理圖如圖4所示。文獻(xiàn)[22,23,24,25,26,27]對GPS/INS緊耦合的組合模式以及卡爾曼濾波器的設(shè)計(jì)進(jìn)行了研究,緊耦合組合模式對載波跟蹤性能的輔助可以歸納為以下幾個方面：(1)根據(jù)慣導(dǎo)信息和衛(wèi)星星歷計(jì)算慣導(dǎo)相對衛(wèi)星的偽距和偽距率，除了用于卡爾曼濾波器外，偽距率用于對GPS接收機(jī)載波跟蹤環(huán)進(jìn)行輔助。該方法的優(yōu)點(diǎn)是克服了級聯(lián)卡爾曼濾波器的相關(guān)問題，增強(qiáng)了接收機(jī)的快捕和抗干擾能力，缺點(diǎn)是系統(tǒng)存在一個正反饋信息環(huán)，卡爾曼濾波器實(shí)際的量測輸入仍然是有色噪聲。(2)對環(huán)路跟蹤誤差建模，消除正反饋?zhàn)饔玫挠绊?。該方法的?yōu)點(diǎn)是優(yōu)化了卡爾曼濾波器，能改善系統(tǒng)的不穩(wěn)定性，缺點(diǎn)是增大了計(jì)算量，也沒有從根本上消除問題的根源。(3)通過改變GPS接收機(jī)碼環(huán)編排，增加跟蹤誤差估計(jì)器，獲得僅含白噪聲的偽距量測殘差。該方法的優(yōu)點(diǎn)是利用碼跟蹤誤差估計(jì)器，消除跟蹤誤差的相關(guān)性。缺點(diǎn)是需要對GPS接收機(jī)重新編排。(4)讓卡爾曼濾波器在估計(jì)INS與GPS誤差的同時，參加載波跟蹤環(huán)濾波，同時增加卡爾曼濾波器的量測周期，并使碼環(huán)中C/A碼發(fā)生器一開始就置于最優(yōu)偽距估計(jì)值上。該方法的優(yōu)點(diǎn)是獲得理想的量測輸入的同時，增強(qiáng)了回路的抗干擾能力。缺點(diǎn)是環(huán)路的動態(tài)跟蹤性能會變差。(5)用相關(guān)器直接跟蹤回路取代碼環(huán)，卡爾曼濾波器直接跟蹤碼誤差，INS的偽距和偽距率分別反饋到C/A碼發(fā)生器和驅(qū)動碼壓控振蕩器NCO，卡爾曼濾波器的量測殘差直接來自GPS接收機(jī)相關(guān)檢測網(wǎng)絡(luò)。該方法的優(yōu)點(diǎn)是卡爾曼濾波器的量測輸入取自偽距殘差，消除了誤差根源；根據(jù)量測殘差的大小，控制相關(guān)器過零點(diǎn)，因而大大提高了系統(tǒng)對慣導(dǎo)誤差的容限，同時卡爾曼濾波器在跟蹤環(huán)路中，帶寬很窄，提高了系統(tǒng)對干擾的容限。結(jié)論5：在緊耦合結(jié)構(gòu)中,通過慣導(dǎo)為載波跟蹤環(huán)路提供精確的速度輔助,再利用載波跟蹤環(huán)為碼環(huán)跟蹤提供載波輔助,可消除載波跟蹤環(huán)和碼跟蹤環(huán)中載體的大部分動態(tài)因素，從而降低載波跟蹤環(huán)和碼跟蹤環(huán)的階數(shù)和噪聲帶寬，提高了系統(tǒng)對干擾的容限；但緊耦合結(jié)構(gòu)中GPS接收機(jī)和慣導(dǎo)互相耦合，對二者時間系統(tǒng)的同步提出了更高的要求，且緊耦合結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)大多涉及到GPS接收機(jī)內(nèi)部的編排，增加了設(shè)計(jì)的難度。3.2超緊致耦合結(jié)構(gòu)超緊致耦合和傳統(tǒng)緊耦合的主要區(qū)別為：超緊致耦合模式耦合的是GPS和INS的處理方法。該組合模式驅(qū)動每個衛(wèi)星通道的信號產(chǎn)生器使用由導(dǎo)航狀態(tài)矢量估計(jì)生成的當(dāng)前最佳信息以及由衛(wèi)星星歷預(yù)測的衛(wèi)星位置和速度。最佳的導(dǎo)航狀態(tài)矢量估計(jì)是基于一個積分Kalman濾波器在前一個主循環(huán)運(yùn)算和該主循環(huán)的IMU采樣進(jìn)行更新，導(dǎo)航狀態(tài)矢量包括用戶位置、速度、姿態(tài)、接收機(jī)時鐘誤差的精確估計(jì)。一種超緊致耦合結(jié)構(gòu)如圖5所示。文獻(xiàn)對超緊致耦合GPS/INS組合模式進(jìn)行了分析，該組合模式對載波跟蹤的輔助可以歸納如下：(1)超