空間光通信中精跟蹤處理控制平臺設計

空間光通信中精跟蹤處理控制平臺設計

1模糊控制思想自由空間照明技術具有豐富的頻率資源、集中的能量密度、保密性和抗干擾性等特點，代表了通信技術的新發(fā)展趨勢。經(jīng)過20多年的研究,美國等發(fā)達國家已經(jīng)實現(xiàn)了衛(wèi)星和地面間的激光通信技術。國內也展開了空間光通信的研究,并在單元技術和實驗系統(tǒng)等方面取得了成果。在自由空間光通信中,通信終端在進行激光通信之前,必須完成終端目標的捕獲、瞄準與跟蹤(ATP,acquisition,trackingandpointing)。ATP技術包含粗跟蹤和精跟蹤兩部分,其中精跟蹤直接決定通信鏈路是否能夠建立和整個通信系統(tǒng)的性能。為了抑制大氣湍流和平臺振動等干擾,設計高帶寬、高精度的精跟蹤系統(tǒng)是整個ATP技術的關鍵所在。針對目前ATP系統(tǒng)中廣泛使用的比例、積分與微分(PID,proportional,integralandderivative)算法對非線性系統(tǒng)的不適應性,本文提出了帶有前饋補償?shù)哪：刂扑枷?協(xié)調系統(tǒng)的動靜態(tài)特性對控制器參數(shù)調整的不同要求,實現(xiàn)控制器參數(shù)的在線自調整。同時,將模糊PID控制和模糊前饋補償相結合,達到對精跟蹤系統(tǒng)目標光斑的實時跟蹤。采用高幀頻CMOS相機,通過高速camera-link傳輸線,將視頻信號傳輸至大規(guī)模FPGA,在FPGA中完成光斑圖像處理、模糊PID控制和模糊前饋補償,完成對精跟蹤快速傾斜鏡(FSM,faststeeringmirror)的實時控制,使光束始終位于視軸中心。2控制自調整的一般方法前饋補償是用來超前補償由于外界擾動以及建模誤差所引起的輸出誤差。而前饋控制是在閉環(huán)控制的基礎上增加一開環(huán)控制支路,用以提供運動目標速度,進而提高了跟蹤精度。文獻仿真研究了實驗室內已知的特定外界擾動的前饋控制,獲得了較好的抑制抖動效果。但是,實際的APT精跟蹤系統(tǒng)只能提供光斑質心的坐標偏差,外界擾動和模型誤差隨機不可測,故前饋控制無法實現(xiàn)。動態(tài)高型是在負反饋控制系統(tǒng)的基礎上增加一個或多個積分環(huán)節(jié)以構成高型系統(tǒng),從而減小系統(tǒng)的跟蹤誤差。文獻證明,當引入1個或多個積分環(huán)節(jié)后,系統(tǒng)的型號增加1型或更多次型,系統(tǒng)的動態(tài)誤差將進一步減小。正是基于這一思想,在APT精跟蹤反饋控制系統(tǒng)中,引入積分環(huán)節(jié)作為系統(tǒng)的前饋補償,加入PID負反饋控制環(huán)路中。APT精跟蹤環(huán)路的結構框圖如圖1所示。主要包括數(shù)字控制器、D/A轉換、PZT控制器、FSM和高幀頻跟蹤探測器。工作在閉環(huán)方式下,根據(jù)精跟蹤探測器的誤差信號,控制FSM,跟蹤入射信標光,從而構成精跟蹤環(huán)。系統(tǒng)的反饋控制采用PID控制算法,離散PID反饋控制規(guī)律表示為式中:kp、ki和kd為PID控制器參數(shù);T為采樣周期。為方便FPGA程序實現(xiàn),采用增量式PID控制器,定義Δub(k)=ub(k)-ub(k-1),則由式(1)可得Δub(k)=C1e(k)+C2e(k-1)+C3e(k-2)(2)定義ec(k)=e(k)-e(k-1),PID參數(shù)的自調整表現(xiàn)為隨著e、ec的不同,綜合考慮系統(tǒng)的超調、響應快速性等性能指標,選取不同的kp、ki和kd。一般地,當e的絕對值較大時,為加快系統(tǒng)的響應速度,同時避免開始時e瞬間變大導致微分過飽和而引起控制作用超出允許范圍,此時應取較大的kp和較小的kd,同時避免積分飽和導致過大的超調,取ki等于0;當e、ec為中等大小,為減小超調,同時保證系統(tǒng)的響應速度,應取較小的ki,kp和kd取中等大小;當e較小時,為保證系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)態(tài)特性,ki和kp應取較大的值,kd的選取隨ec而定,如果ec較小,kd可取中等,ec較大時,kd取較小值。取e、ec作為數(shù)字控制器的輸入語言變量,語言值集合為LV={NL,NM,NS,Z,PS,PM,PL}(4)其意義為:L:大;M:中;S:小;N:負;P:正同理,建立數(shù)字控制器輸出語言變量值集合CV={NL,NM,NS,Z,PS,PM,PL}(5)則上述控制器參數(shù)自調整的思想可以描述為如下形式的控制規(guī)則:Ricb:如果e等于Mi11i,并且ec等于Mi22i,則kp等于Ni11i等于ki等于Ni22i,并且kd等于Ni3。其中:Ricbcbi,i=1,2,…,q表示用來描述控制規(guī)律的第i條模糊推理規(guī)則,q為規(guī)則的個數(shù);Mij∈LV,i=1,2,…,q,j=1,2;Nijji∈CV,i=1,2,…,q,j=1,2,3。利用上述規(guī)則,通過去模糊化運算,可以得到kp、ki和kd,由式(3)得到C1、C2和C3,進而由式(2)得到增量型模糊PID反饋控制器。在圖1中,為了利用前饋補償抑制干擾n(t)的影響,文獻研究了采樣誤差e(t)保持0.2s利用一種斜坡累加補償方法,指出它與動態(tài)高型系統(tǒng)的相似性,但使用的斜坡函數(shù)的斜率固定導致斜坡累加補償時跟蹤誤差曲線比較粗糙。受此啟發(fā),本系統(tǒng)基于動態(tài)高型系統(tǒng)通過增加積分環(huán)節(jié)減小系統(tǒng)動態(tài)誤差的思想,離散前饋補償?shù)目刂坡蔀槭街?kni為前饋補償控制器的積分環(huán)節(jié)參數(shù)。同樣采用增量式前饋補償控制器,定義Δun(k)=un(k)-un(k-1)由(4)式可得Δun(k)=kniTe(k-1)(7)前饋補償控制器參數(shù)kni的自調整隨著e(k-1)的不同。按照PID控制器選取參數(shù)的規(guī)則選取前饋補償控制器的參數(shù)kni,只是前饋補償控制器的輸入語言變量只有一個e,語言值集合同式(4),前饋補償控制器的輸出un的語言值集合同式(5)。前饋補償控制規(guī)則描述為:Ricn:如果e等于Oi,則un等于Pi。其中Ricncni,i=1,2,…,m表示用來描述控制規(guī)律的第i條模糊推理規(guī)則,m為規(guī)則的個數(shù);Oi∈LV,i=1,2,…,m;Pi∈CV,i=1,2,…,m。利用模糊前饋補償控制規(guī)則,通過去模糊化運算,可以得到前饋補償控制器的輸出un,以及增量式前饋補償輸出Δun(k)。最終,綜合反饋PID控制律和前饋補償控制律,得到當前的控制電壓為Δu(k)=Δub(k)+Δun(k)(8)在以上所述的基于前饋補償?shù)腜ID模糊控制基礎上,將圖1所示系統(tǒng)加入PID模糊控制和前饋補償控制,得到圖2所示的系統(tǒng)框圖。將系統(tǒng)反饋得到的偏差e、ec分別進行模糊化(fuzzifer)、模糊推理(fuzzyreasoning)和去模糊化(defuzzifer)處理,結合PID控制器得到控制電壓Δub;同時,將反應外部擾動的偏差e’延時1個周期后,經(jīng)過同樣的處理得到前饋補償電壓Δun。二者結合起來,實現(xiàn)對系統(tǒng)的綜合控制。3接口及其配套電路系統(tǒng)硬件結構由高幀頻CMOS相機、cameralink傳輸線及其接口電路、FPGA中央處理器及其存儲配置電路、雙路DA輸出及PZT控制器、FSM振鏡、USB接口及PC機顯示部分組成。3.1系統(tǒng)及通道接口方式采用Photonfocus公司高幀頻可開窗CMOS相機MV-D1024E-40。其主要特性有:1024×1024pixel分辨率;全局快門;在全分辨率的情況下,可以達到150frame/s;可設置多個感興趣窗口區(qū)域;數(shù)據(jù)接口采用Camera-link接口;12/8位可選分辨率,內置LUT查找表功能等。采用3Mcameralink標準傳輸線,將相機的視頻信號實時傳輸至FPGA。驅動器接收28個單端數(shù)據(jù)信號和1個時鐘信號,這些信號以7:1的比例被串行發(fā)送,也就是5對低壓差分信號(LVDSlowvoltagedifferentialsignal)通道上分別傳輸4組LVDS數(shù)據(jù)流和1組LVDS時鐘信號,即完成28位數(shù)據(jù)的同步傳輸只需5對線,而且在多通道66MHz像素時鐘頻率下傳輸距離可達6m。系統(tǒng)中,采用DS90CR286A、DS90CR047和DS90CR017實現(xiàn)cameralink接口電路的設計。3.2fpga程序設計通過cameralink接口電路將像素時鐘CLK、行頻LVAL、幀頻FVAL、數(shù)據(jù)有效DVAL、圖像數(shù)據(jù)DATA送入FPGA。FPGA中,程序采用Verilog語言設計,在QuartusII7.0環(huán)境中編程和配置,設計成功后下載在cycloneII系列EP2C35F672C6中運行。設計時,充分利用Altera公司提供的乘法器、除法器、ROM、RAM等宏功能IP核,并對一些模塊做一些簡化處理,以便于程序實現(xiàn)。1時鐘管理模塊Cameralink接口模塊包含時鐘管理、相機控制和數(shù)據(jù)輸入3部分。時鐘管理部分接收像素時鐘CLK、行有效LVAL、幀有效FVAL,并對40MHz的時鐘進行倍頻和分頻,分配給其他模塊使用。相機控制部分主要完成曝光時間、幀頻、增益倍數(shù)以及開窗大小等相機參數(shù)的實時設置。2高速低通道芯片緩沖器參數(shù)設計要實現(xiàn)對特定的點像素、區(qū)域像素和滿幀像素的實時處理,必須對圖像數(shù)據(jù)進行緩沖。采用8片高速低功耗16bitPSRAM芯片HY64UD16322A作為數(shù)據(jù)存儲器件,其中每4片作為一組。在乒乓讀寫控制器中,通過分時控制兩組PSRAM,達到對片內數(shù)據(jù)的乒乓讀寫操作。3計算值采用基于3×3pixel模板的最大中值濾波,在去除噪聲的同時,最大限度的保留弱小目標的信息。4自適應分割閾值以前一幀中的光斑質心為中心,分別在x、y方向上選取4小塊9×9的背景區(qū)域,計算目標光斑的自適應分割閾值,作為當前獲取圖像光斑的像素比較灰度值。5計數(shù)集對像素的行和列進行計數(shù),為質心計算模塊提供像素的行列信息,并保存行列值直到質心計算模塊計算完畢為止。6滑動窗口像素借用中值濾波的方法,設置9pixel的滑動窗口,將滑動窗口內的每一個像素與自適應閾值進行比較,若窗口內有3個或3個以上的像素灰度值大于閾值,則認為滑動窗口中心像素是光斑像素。這樣可有效的避免將相機的亮壞點誤判為光斑,大大的降低虛警概率。7光斑質心的計算該模塊從上述模塊中獲取像素灰度值、自適應閾值和像素行列值,按照xˉ=∑ibie∑jbjei(fij?T)∑ibie∑jbje(fij?T)yˉ=∑ibie∑jbjej(fij?T)∑ibie∑jbje(fij?T)(9)xˉ=∑ibie∑jbjei(fij-Τ)∑ibie∑jbje(fij-Τ)yˉ=∑ibie∑jbjej(fij-Τ)∑ibie∑jbje(fij-Τ)(9)計算光斑的質心。式(9)中:ib和ie以及jb和je分別是光斑像素的行列計數(shù)最小值和最大值;T是自適應閾值;xˉxˉ和yˉyˉ即為所求的光斑質心坐標。計算出的坐標一路通過USB接口電路送入PC機實時顯示,另一路送至PID模糊控制和前饋補償模塊進行相應的處理。在程序設計時,直接調用QUARTUSII中集成的乘法器和除法器IP核,計算效率很高。8da控制模塊該部分接收質心計算模塊輸出的坐標,進行模糊化、模糊推理和去模糊化等運算,得到式(8)所示的控制數(shù)字電壓,輸出給DA控制模塊完成對兩路DA芯片DAC712的讀寫控制作用,轉換為對應的模擬電壓,驅動FSM水平和垂直方向的偏轉。4系統(tǒng)的fsm和pzt圖3是采用的精跟蹤測試平臺,主要由信標光抖動模擬部分和信標光斑定位跟蹤部分構成。信標抖動模擬部分主要用來模擬大氣湍流和平臺振動造成的信標光抖動,由信標光發(fā)射部分、FSM1、PZT1控制器和信號發(fā)生器構成;信標光斑定位跟蹤部分主要實現(xiàn)抖動造成的偏差量的快速補償,主要有高幀頻CMOS相機、精跟蹤控制器、D/A、FSM2和PZT2控制器構成。兩部分的FSM和PZT都采用德國PI公司產品,其分辨率達到0.2μrad。采用5mW功率650nm波長的LD,經(jīng)過準直擴束后作為光源。兩路DAC712的轉換速率小于100μs,12bit寬度,精度達到±1LSB。其輸出電壓范圍為0～10V,作為PZT的輸入控制電壓,線性對應FSM的偏轉范圍是±1mrad,FSM的諧振頻率大于3kHz。高幀頻CMOS相機MV-D1024E-40開窗大小為128×128pixel,在曝光時間為0.1ms時,對應的幀頻為2230Hz。用信號發(fā)生器產生相同振幅的正弦波作為模擬振動源,電壓抖動范圍為3.5～6.5V,光學系統(tǒng)定標后角振動范圍是0.25mrad,每像素為1.95μrad,采用基于線性插值法的像素細分技術,光斑定位精度達到0.1pixel。分別對相同頻率和不同頻率兩種情況下對系統(tǒng)進行測試,為了評估系統(tǒng)的跟蹤補償效果,分別采用抖動壓縮比(reductionratio)和抖動均方差(MSE)2個指標進行評估。其中,抖動壓縮比表示信標光斑抖動幅度范圍減少的百分比;MSE用來衡量跟蹤補償?shù)姆€(wěn)定性,單位pixel。4.1fpgapid實驗由于大氣湍流的擾動頻譜大部分處于低頻范圍,用信號發(fā)生器產生80Hz的正弦擾動,模擬水平方向的大氣擾動,垂直方向也可以按照同樣的方法進行測試。在這種情況下,在FPGA中屏蔽和啟動相應的功能模塊,分別進行了常規(guī)PID、模糊PID、前饋補償模糊PID的實驗。從表1可以看出,采用前饋補償模糊PID的系統(tǒng)性能大大改善,在抖動壓縮比上,比模糊PID提高了4.9%,比傳統(tǒng)PID提高了11.7%;在MSE上,比模糊PID減少了31.4%,比常規(guī)PID減少了55.5%。這表明,該算法具有很高的系統(tǒng)適應性。4.2振動頻譜下的跟蹤補償效果通過改變信號發(fā)生器的正弦信號頻率來模擬大氣擾動和平臺振動對通信系統(tǒng)的影響,頻率變化范圍為0～300Hz。圖4示出了實驗中前饋補償模糊PID算法在不同頻率下的跟蹤補償效果曲線,可以看出,系統(tǒng)對300Hz以內的振動頻譜都能起到的較好抑制作用,尤其是對80Hz以內的低頻振動頻譜有著很好的跟蹤補償效果,抖動壓縮比達到90%以上,MSE在2pixel內;當振動頻譜低于60Hz時,MSE小于1pixel,定位精度約為1μrad。從曲線的走向可以看出,ATP精跟蹤系統(tǒng)是一種典型的非線性系統(tǒng),當振動頻譜位于100～30