高頻電子電路CAI課件

LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)

BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2RL1CRSiSL2RpCRSiSRLN1N2M+u1-+u2-C二變壓器阻抗變換電路RL'

假設(shè)初級電感線圈的圈數(shù)為N1，次級圈數(shù)為N2，且初次間全耦合(k=1)，線圈損耗忽略不計(jì)，則等效到初級回路的電阻RL'上所消耗的功率應(yīng)和次級負(fù)載RL上所消耗功率相等，即

或變壓器初次級電壓比u1／u2等于相應(yīng)圈數(shù)比N1／N2，故有

可通過改變比值調(diào)整RL'的大小。三回路抽頭的阻抗變換L2L1CL2L1CRLC2C1LLC2C1RL三回路抽頭的阻抗變換iSRSL1C2C1RLiSRSL2L1C2C1RLabbacdcdL2LCRL'RS'iS'LCRL'RS'iS'ababiSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab三回路抽頭的阻抗變換

+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbd4接入系數(shù)（抽頭系數(shù)）

iLiSiCiR返回繼續(xù)iL>>iS；iC>>iR1

LC選頻網(wǎng)絡(luò)

返回1.1LC選頻網(wǎng)絡(luò)返回1.1.1選頻網(wǎng)絡(luò)的基本特性返回

要求選頻電路的通頻帶寬度與傳輸信號(hào)有效頻譜寬度相一致。理想的選頻電路通頻帶內(nèi)的幅頻特性fof1f22Δf0.72Δf0.1理想實(shí)際α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20通頻帶外的幅頻特性應(yīng)滿足

理想的幅頻特性應(yīng)是矩形，既是一個(gè)關(guān)于頻率的矩形窗函數(shù)。

矩形窗函數(shù)的選頻電路是一個(gè)物理不可實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)，實(shí)際選頻電路的幅頻特性只能是接近矩形定義矩形系數(shù)K0.1表示選擇性：2Δf0.7稱為通頻帶：顯然，理想選頻電路的矩形系數(shù)K0.1=1，而實(shí)際選頻電路的矩形系數(shù)均大于1。1.1.1選頻網(wǎng)絡(luò)的基本特性返回

另外，為不引入信號(hào)的相位失真，要求在通頻帶范圍內(nèi)選頻電路的相頻特性應(yīng)滿足

即理想條件下信號(hào)有效頻帶寬度內(nèi)的各頻率分量都延遲一個(gè)相同時(shí)間τ，這樣才能保證輸出信號(hào)中各頻率分量之間的相對關(guān)系與輸入信號(hào)完全相同。φo+π/2φ(f)f-π/20-φofof1f22Δf0．7理想實(shí)際

實(shí)際選頻回路的相頻特性曲線并不是一條直線，所以回路的電流或端電壓對各個(gè)頻率分量所產(chǎn)生的相移不成線性關(guān)系，這就不可避免地會(huì)產(chǎn)生相位失真，使選頻回路輸出信號(hào)的包絡(luò)波形產(chǎn)生變化RpLCRSiSRLCRSiS1.1.2LC選頻回路返回RLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC選頻回路返回ZPRLCRSuSZSRLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC選頻回路返回RpLCRSiSRLCRSuSRpLCRSiS1.1.2LC選頻回路+ui-ii返回RLCRSuSRLCRSiS返回RLCRSuSRLCRSiS返回電感性電容性電容性電感性返回RpR仿真2仿真1返回繼續(xù)Q2>Q1Q11OQ2或OQ1Q2或同樣定義并聯(lián)（串聯(lián)）諧振回路端電壓（電流）的相位為1.1.2LC選頻回路返回仿真RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-1.1.2LC選頻回路11返回1.1.2LC選頻回路繼續(xù)返回仿真RpLCRSiSRLRLCRSuSRL

反饋控制電路

繼續(xù)返回

休息1休息2

7.1概述

為了提高通信和電子系統(tǒng)的性能指標(biāo)，或者實(shí)現(xiàn)某些特定的要求，必須采用自動(dòng)控制方式。由此，各種類型的反饋控制電路便應(yīng)運(yùn)而生了。

反饋控制電路可分為三類

繼續(xù)自動(dòng)增益控制(AutomaticGainControl，簡稱AGC)自動(dòng)頻率控制(AutomaticFrequencyControl，簡稱AFC)自動(dòng)相位控制(AutomatiePhaseControl，簡稱APC)

自動(dòng)相位控制電路又稱為鎖相環(huán)路(PhaseLockedLoop，簡稱PLL)，是應(yīng)用最廣的一種反饋控制電路。

返回7.2反饋控制電路的基本原理與分析方法

在反饋控制電路里，比較器、控制信號(hào)發(fā)生器、可控器件、反饋網(wǎng)絡(luò)四部分構(gòu)成了一個(gè)負(fù)反饋閉合環(huán)路。比較器

控制信號(hào)發(fā)生器

可控器件反饋網(wǎng)絡(luò)參考信號(hào)

xr(t)反饋信號(hào)

xf(t)誤差信號(hào)

xe(t)控制信號(hào)

xc(t)輸出信號(hào)

xy(t)輸入信號(hào)

xi(t)根據(jù)參考信號(hào)的不同情況，反饋控制電路的工作情況有兩種。

(1)參考信號(hào)xr(t)不變，恒定為xro(2)參考信號(hào)xr(t)變化返回7.2.2數(shù)學(xué)模型

將反饋控制電路近似作為一個(gè)線性系統(tǒng)分析。由于直接采用時(shí)域分析法比較復(fù)雜，所以采用復(fù)頻域分析法，根據(jù)反饋控制電路的組成方框圖，可畫出用拉氏變換表示的數(shù)學(xué)模型圖中Xr(s)，Xe(s)，Xc(s)，Xi(s)，Xy(s)和Xf(s)分別是，xr(t)，xe(t)，xc(t)，xi(t)，xy(t)和xf(t)的拉氏變換。

比較器輸出的誤差信號(hào)xe(t)通常與xr(t)和xf(t)的差值成正比，設(shè)比例系數(shù)為kp，則有

xe(t)=kp[xr(t)-xf(t)]比較器

控制信號(hào)發(fā)生器可控器件反饋網(wǎng)絡(luò)參考信號(hào)

Xr(s)反饋信號(hào)

Xf(s)誤差信號(hào)

Xe(s)控制信號(hào)

Xc(s)輸出信號(hào)

Xy(s)輸入信號(hào)

Xi(s)kpH1(s)kcH2(s)寫成拉氏變換式，有Xe(s)=kp[Xr(s)-Xf(s)]可控器件作為線性器件，有xy(t)=kc

xc(t)kc是比例系數(shù)。寫成拉氏變換式，有Xy(s)=kc

Xc(s)

實(shí)際電路中一般都包括濾波器，其位置可歸納在控制信號(hào)發(fā)生器或反饋網(wǎng)絡(luò)中，所以將這兩個(gè)環(huán)節(jié)看作線性網(wǎng)絡(luò)。其傳遞函數(shù)分別為

閉環(huán)傳遞函數(shù)

誤差傳遞函數(shù)

7.3自動(dòng)增益控制電路

自動(dòng)增益控制(AGC)電路是某些電子設(shè)備特別是接收設(shè)備的重要輔助電路之一，其主要作用是使設(shè)備的輸出電平保持為一定的數(shù)值。因此也稱自動(dòng)電平控制(ALC)電路。

7.3.1AGC電路的工作原理

1.電路組成框圖

輸入電壓

Ui比較器

控制信號(hào)發(fā)生器

可控增益放大器低通濾波參考電壓

Ur反饋電壓

Uf誤差電壓

ue控制電壓

uc輸出電壓

Uykpk1Ag電平檢測直流放大k2k3

設(shè)輸入信號(hào)振幅為Ui，輸出信號(hào)振幅為Uy，可控增益放大器增益為Ag(uc)，是控制信號(hào)uc的函數(shù)，則有

Uy=Ag(uc)Ui

返回7.4自動(dòng)頻率控制(AFC)電路

AFC電路也是一種反饋控制電路。它與AGC電路的區(qū)別在于控制對象不同，AGC電路的控制對象是信號(hào)的電平，而AFC電路的控制對象則是信號(hào)的頻率。其主要作用是自動(dòng)控制振蕩器的振蕩頻率。

7.4.1AFC電路的組成和基本特性

1.AFC電路的組成

(1)頻率比較器

頻率比較器濾波器可控頻率電路kpkcH(s)ωrωyωyueucUc(s)Ue(s)Ωr(s)Ωy(s)

頻率比較器的輸出誤差電壓ue與這兩個(gè)輸入信號(hào)的頻率差有關(guān)，而與這兩個(gè)信號(hào)的幅度無關(guān)，ue為ue=kp(ωr-ωy)式中，kp在一定的頻率范圍內(nèi)為常數(shù)，實(shí)際上就是鑒頻跨導(dǎo)。

常用的頻率比較電路有兩種形式：一是鑒頻器，二是混頻-鑒頻器。

返回7.5鎖相環(huán)路(PLL)

鎖相環(huán)路（Phaselockedloop縮寫PLL）是一種相位自動(dòng)控制電路，其作用是實(shí)現(xiàn)環(huán)路輸出信號(hào)與輸入信號(hào)之間無誤差的頻率跟蹤，僅存在某一固定的相位差。

PLL電路廣泛應(yīng)用于

返回繼續(xù)7.5.1鎖相環(huán)的基本原理

一、鎖相環(huán)的組成部件

PLL是一個(gè)相位負(fù)反饋系統(tǒng)，可對輸入信號(hào)的頻率與相位實(shí)施跟蹤。

三個(gè)基本部分構(gòu)成一個(gè)負(fù)反饋環(huán)。PDLFVCOvi(t)vd(t)vc(t)vo(t)θi(t)θo(t)θe(t)vo(t)PDLFVCO返回繼續(xù)1、鑒相器（PD）即

PDvi(t)/θi(t)vo(t)/θo(t)vd(t)/θe(t)鑒相器是一個(gè)相位比較器，

輸出信號(hào)是兩個(gè)輸入信號(hào)與的相位差

的函數(shù)，vi(t)vo(t)正弦特性，三角波特性，鋸齒波特性等，其中最基本的是正弦波特性，它可用一個(gè)模擬乘法器與低通濾波器串接而成。θe(t)vd(t)鑒相特性的形式有許多種，如:乘法器低通濾波PDvi(t)vo(t)vd(t)如果設(shè)環(huán)路輸入信號(hào)：PLL環(huán)輸出的反饋信號(hào)：經(jīng)過相乘，并濾除和頻分量，可得輸出的誤差電壓為：其中

為輸入信號(hào)的瞬時(shí)相位差。由上式可得鑒相器的數(shù)學(xué)模型，如下圖所示，θ1(t)-θ2(t)另外，可以看出：當(dāng)時(shí)，返回繼續(xù)2、環(huán)路濾波器LF

環(huán)路濾波器具有低通特性，其主要作用是濾除鑒相器輸出端的高頻分量和噪聲，經(jīng)LF后得到一個(gè)平均電壓用來控制VCO的頻率變化，常見的濾波器有以下幾種形式。RCvd（t）vc（t）RC積分濾波器vd（t）vc（t）無源比例積分濾波器vd（t）vc（t）有源比例積分濾波器①RC積分濾波器傳輸函數(shù)：R1CR2R1R2C-+返回繼續(xù)休息1休息2②無源比例積分濾波器R1CR2vd（t）vc（t）無源比例積分濾波器其中：,通常R1>R2③有源比例積分濾波器

如果將F（s）中的s用微分算子p替代，可寫出濾波器的輸出電壓與輸入信號(hào)之間的微分方程：其中

為微分算子，由上式可得環(huán)路濾波器的電路模型如右圖所示。F(p)vd（t）vc（t）有源比例積分濾波器R1R2C-+返回繼續(xù)休息1休息23、壓控振蕩器（VCO）

壓控振蕩器：是瞬時(shí)頻率

控制的振蕩器。其控制特性可用壓控特性曲線來描述，如右圖所示。ωovc(t)ωc其中：時(shí)的固有振蕩頻率：K0：壓控靈敏度

由于VCO的輸出反饋到鑒相器，而從鎖相環(huán)的控制作用來看，VCO對鑒相器起作用的不是其頻率而是相位，故對上式積分即可求出相位：上式中：為積分算子壓控振蕩器數(shù)學(xué)模型如右圖所示。KO/p返回繼續(xù)休息1休息2F(p)θ1(t)

θe(t)

KO/pθ2(t)二、鎖相環(huán)路相位模型和基本方程1、相位模型

將上述鎖相環(huán)的三個(gè)基本部件的模型按環(huán)路組成框圖聯(lián)接起來，即可構(gòu)成鎖相環(huán)路相位模型，如下圖所示：2、基本方程

根據(jù)鎖相環(huán)路相位模型，可得到以相位形式表示的基本微分方程：∴環(huán)路的微分方程為：返回繼續(xù)休息1休息23、環(huán)路工作的定性分析設(shè)輸入信號(hào)為固定頻率的正弦信號(hào)（即均為常量）由于

∴有：

固有角頻差

代入環(huán)路的微分方程可得：上式左邊第一項(xiàng)環(huán)路的瞬時(shí)角頻差。

左邊第二項(xiàng)：

是VCO受控制電壓Vc(t)的作用后輸出的瞬時(shí)角頻率與固有振蕩頻率之差，稱為控制角頻差。由以上分析可得：結(jié)論：閉合環(huán)路中任何時(shí)刻滿足：

瞬時(shí)頻差+控制頻差=固有頻差。返回繼續(xù)休息1休息2三、鎖相環(huán)路的工作原理

設(shè)壓控振蕩器的固有振蕩頻率為,而當(dāng)環(huán)路閉合瞬間，外輸入信號(hào)角頻率與即不相同也不相干，則鑒相器輸出的差拍電壓為：①失鎖狀態(tài)如果環(huán)路固有角頻差>環(huán)路低通濾波器的通頻帶則差拍電壓將被濾除，而不能形成控制電壓

壓控振蕩器輸出角頻率不變化即則即：環(huán)路的瞬時(shí)頻差=固有頻差環(huán)路此時(shí)處于失鎖狀態(tài)。返回繼續(xù)休息1休息2②鎖定狀態(tài)由于很接近，所以很可能擺動(dòng)到上，當(dāng)時(shí)：相位差如果十分接近，即固有頻差，則差拍電壓不會(huì)被環(huán)路濾波器濾除而形成控制電壓，去控制壓控振蕩器，VCO產(chǎn)生中心頻率為的調(diào)頻信號(hào)VCO的瞬時(shí)振蕩頻率將以為中心在一定范圍內(nèi)來回?cái)[動(dòng)，即環(huán)路產(chǎn)生了控制頻差此時(shí)鑒相器輸出電壓是一個(gè)較小的直流電壓，環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài)。返回繼續(xù)③牽引捕捉狀態(tài)當(dāng)介于上述兩者之間時(shí)，如果VCO的瞬時(shí)頻率圍繞為中心擺動(dòng)的范圍小，至使不可能擺動(dòng)到處時(shí)，環(huán)路不能立即入鎖。此時(shí)VCO輸出的調(diào)頻波，其調(diào)制頻率就是差拍頻率，與輸入信號(hào)經(jīng)鑒相器PD鑒相，輸出一個(gè)正弦波與調(diào)頻波的差拍電壓：如果令:另有∴

其中顯然不再是一個(gè)正弦電壓，而是一個(gè)上下不對稱的差拍電壓；經(jīng)環(huán)路濾波后有直流電壓加到VCO的控制端，從而使的偏移增大，使更接,上述過程持續(xù)直到，環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài)。vdt返回繼續(xù)④跟蹤狀態(tài)當(dāng)環(huán)路已處于鎖定狀態(tài)后，如果的頻率和相位有稍變化時(shí)，例如：則直到，狀態(tài)鎖定為止。θevd同理如果則直到，狀態(tài)鎖定為止。ωcvc返回繼續(xù)四、鎖相環(huán)性能分析

鎖相環(huán)性能主要指標(biāo)有：同步帶寬捕捉帶寬穩(wěn)態(tài)相差1.同步帶寬設(shè)環(huán)路已處于鎖定狀態(tài)，當(dāng)緩慢改變輸入信號(hào)頻率使固有頻差值向正或負(fù)方向逐步增大時(shí)，由于環(huán)路的自身調(diào)節(jié)作用，能夠維持環(huán)路鎖定的最大頻差稱為環(huán)路同步帶，記作。由于環(huán)路鑒頻特性對零點(diǎn)是對稱的，因此同步帶相對于也是對稱的。2.捕捉帶寬設(shè)鎖相環(huán)路處于失鎖狀態(tài)，改變使固有頻差減少,環(huán)路能夠經(jīng)牽引捕獲而入鎖的最大固有頻差值稱為環(huán)路捕捉帶。通常。返回繼續(xù)3．穩(wěn)態(tài)相差

環(huán)路處于鎖定狀態(tài)時(shí)，存在著的固定相差稱為穩(wěn)態(tài)相位誤差。由方程：環(huán)路鎖定意味著瞬時(shí)頻差為零，即此時(shí)式中，為環(huán)路直流總增益，其值增大可使減少。返回繼續(xù)4．鎖相環(huán)性能特點(diǎn)

鎖相環(huán)路用作調(diào)頻信號(hào)解調(diào)時(shí)，與普通鑒頻器相比較，有低門限信噪比特性。這是因?yàn)榄h(huán)路有反饋控制作用，跟蹤相位差小，降低了鑒相特性的非線形影響，從而改善了門限效應(yīng)。（1）

環(huán)路在鎖定狀態(tài)下無剩余頻差

鎖相環(huán)路對輸入的固定基準(zhǔn)頻率鎖定后，壓控振蕩器輸出頻率與基準(zhǔn)頻率的頻差為零。環(huán)路輸出可做到無剩余頻差存在，是一個(gè)理想的頻率控制系統(tǒng)。（2）

鎖相環(huán)有良好的窄帶特性

鎖相環(huán)具有窄帶特性，當(dāng)壓控振蕩器頻率鎖定在輸入頻率上時(shí)，僅位于輸入信號(hào)頻率附近的干擾成分能以低頻干擾的形式進(jìn)入環(huán)路，而絕大多數(shù)的干擾會(huì)受到環(huán)路低通濾波器的抑制，從而減少了對壓控振蕩器的影響。（3）

良好的跟蹤特性

VCO的輸出頻率可以跟蹤輸入信號(hào)的變化，表現(xiàn)出良好的跟蹤特性。在接收有多普勒頻移的動(dòng)目標(biāo)時(shí)，這種特性尤為重要。(4)低門限特性返回繼續(xù)

高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)分析

返回休息1休息2

2.3高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)分析βo0.5fβfβ0.2fTfT返回uBEicgCUBZ返回+ub-CLEC-UBB+uc1-icRp+uCE-+uBE_2.3.1高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)特性

返回uceic2.3.1高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)特性

Uo?A?BOEC?QUcmucmingd返回ubemax2.3.2高頻功率放大器的負(fù)載特性

uceicUo?gduBEic?-UBB?UBZubicgCUbm?ubemaxicmaxuceicEC?QuceminUcesgd?ubemax???uceminubemaxgcr?返回EC?QUcesUcm?uBEic?-UBB?UBZubicgCUbm?ubemaxicmaxuceicEC?QuceminUcesgd?ubemax???uceminubemaxgcr?uCEicgcrIcmaxubemax返回icuce2.3.2高頻功率放大器的負(fù)載特性PoRp欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)Rp欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)Ic1IcoPDPcubemax返回休息2休息1Uc12.3.3高頻功率放大器的調(diào)制特性

uceicubemax?QEC??QEC?QEC????icEC欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)EC欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)Ic1IcoPDPOPC返回休息2休息12.3.3高頻功率放大器的調(diào)制特性

進(jìn)入過壓狀態(tài)后，隨著UBB向正值方向增大，集電極脈沖電流的寬度增加，幅度幾乎不變，但凹陷加深，結(jié)果使Ico、Icml和相應(yīng)的Ucm增大得十分緩慢

返回休息2休息1UcmIcoIcml臨界UBB過壓欠壓O-UBB2uBEicuBEmax1uBEmax2-UBB3ub-UBB1uBEmax3UBZict飽和區(qū)放大區(qū)截止區(qū)

當(dāng)Ubm固定，UBB自負(fù)值向正值方向增大時(shí)，集電極脈沖電流ic的導(dǎo)通角θc增大，從而集電極脈沖電流ic的幅度和寬度均增大，狀態(tài)由欠壓區(qū)進(jìn)入過壓區(qū)。

2.3.4高頻功率放大器的放大特性uBEicuBEmax1uBEmax2ub-UBBuBEmax3UBZict飽和區(qū)放大區(qū)截止區(qū)UcmIcmlIcoUbm過壓臨界欠壓OOωticOωticUbm增大OωticωtOictUbm線性功率放大器tUcmUbmUcm振幅限幅器UcmtUbmUcm返回休息2休息1

固定UBB、增大Ubm和固定Ubm、增大UBB的情況類似，它們都使基極輸入電壓uBEmax隨之增大，對應(yīng)的集電極脈沖電流ic的幅度和寬度均增大，放大器的工作狀態(tài)由欠壓進(jìn)入過壓。

當(dāng)諧振功率放大器作為線性功率放大器，為了使輸出信號(hào)振幅Ucm反映輸入信號(hào)振幅Ubm的變化，放大器必須在Ubm變化范圍內(nèi)工作在欠壓狀態(tài)。

當(dāng)諧振功率放大器用作振幅限幅器時(shí)，放大器必須在Ubm變化的范圍內(nèi)工作在過壓狀態(tài)。仿鎮(zhèn)2.3.5高頻功率放大器的調(diào)諧特性

返回休息2休息1

實(shí)際回路在調(diào)諧過程中，其負(fù)載是一阻抗Zp，當(dāng)改變回路的元件數(shù)值，如改變回路的電容C時(shí)，功放的外部電流Ico、Icml和相應(yīng)的Ucm等隨C的變化特性稱為調(diào)諧特性。

設(shè)諧振時(shí)功放工作在弱過壓狀態(tài)，當(dāng)回路失諧后，由于阻抗Zp的模值減小，根據(jù)負(fù)載特性可知，功放的工作狀態(tài)將向臨界及欠壓狀態(tài)變化，此時(shí)Ico和Icml要增大，而Ucm將下降。

應(yīng)該指出，回路失諧時(shí)直流輸入功率PD=IcoEC隨Ico的增加而增加，而輸出功率Po=UcmIcmlcosφ將主要因cosφ因子而下降，因此失諧后集電極功耗PC將迅速增加。這表明高頻功放必須經(jīng)常保持在諧振狀態(tài)。

UcmIcmlIco2.3.6高頻功放的高頻效應(yīng)

ubet-UBBUBZ休息2休息12.4高頻功放的高頻特性ucef1f2f2>f1返回繼續(xù)休息2休息1

高頻功率放大器的實(shí)用電路

要使高頻諧振功率放大器正常工作，在其輸入和輸出端還需接有：直流饋電線路：為晶體管各級提供合適的偏置；交流匹配網(wǎng)絡(luò)：將交流功率信號(hào)有效地傳輸。2.3.5高頻功率放大器的電路組成IcoECIc1CLIcnLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VT2.3.5高頻功率放大器的電路組成

休息2休息1ICO直流通路ICOECLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTIC1交流通路Ic1LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTICn交流通路ICniC頻譜LC回路阻抗特性LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTCBLBLBLBCERBReVTVTVTCBCBCB1LBLLCCVTVTEBEB2基極饋電線路IBOUBBIBOIeo+UBB-休息2休息1二高頻功放的耦合回路

休息2休息1RiRoR'LR'S功率放大器輸入匹配網(wǎng)絡(luò)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)RLRSuS(1)使負(fù)載阻抗與放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保證放大器傳輸?shù)截?fù)載的功率最大，即它起著匹配網(wǎng)絡(luò)的作用。

(2)抑制工作頻率范圍以外的不需要頻率，即它有良好的濾波作用。

(3)在有幾個(gè)電子器件同時(shí)輸出功率的情況下，保證它們都能有效地傳送功率到公共負(fù)載，同時(shí)又盡可能地使這幾個(gè)電子器件彼此隔離，互不影響。

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)或級間耦合網(wǎng)絡(luò):是用以與下級放大器的輸入端相連接輸出匹配網(wǎng)絡(luò):是用以輸出功率至天線或其他負(fù)載L1C1C2L2CARAr1IAMr'r1C1L1C1R'pL1IK二高頻功放的耦合回路休息2休息1

介于放大器與天線回路之間的L1C1回路就叫做中介并聯(lián)諧振回路。RA、CA分別代表天線的幅射電阻與等效電容；

L2、C2為天線回路的調(diào)諧元件。它們的作用是使天線回路處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，以使天線回路的電流IA達(dá)到最大值，亦即使天線幅射功率達(dá)到最大。

從集電極向右方看去可以等效為一個(gè)并聯(lián)諧振回路,其中Rp為折合到晶體管輸出回路的等效負(fù)載。1.輸出匹配電路

(1)并聯(lián)諧振回路型的匹配電路

RpRp繼續(xù)休息2休息1

當(dāng)天線回路調(diào)諧在串聯(lián)諧振狀態(tài)時(shí)，它反映到L1C1中介回路的等效電阻為

設(shè)初級回路的接入系數(shù)為p，則晶體管輸出回路的等效負(fù)載為：r'r1C1L1C1R'pL1IKRpL1C1C2L2CARAr1IAMRp繼續(xù)(1)并聯(lián)諧振回路型的匹配電路L1C1中介回路的等效諧振阻抗為

QL為有載品質(zhì)因素，

改變互感系數(shù)M和接入系數(shù)p就可以在不影響回路調(diào)諧的情況下。調(diào)整晶體管的輸出回路的等效負(fù)載電阻Rp，以達(dá)到阻抗匹配的目的。

休息2休息1

由于高頻功率放大器工作在非線性(丙類)工作時(shí)，放大器的內(nèi)阻變動(dòng)劇烈：導(dǎo)通時(shí)，內(nèi)阻很??；截止時(shí)內(nèi)阻近于無窮大。因此輸出電阻不是常數(shù)。所謂線性電路的阻抗匹配(負(fù)載阻抗與電源內(nèi)阻相等)概念也就失去了意義。

ηk：中介回路的傳輸效率。L1C1C2L2CARAr1IAMRp繼續(xù)(1)并聯(lián)諧振回路型的匹配電路如果設(shè)

：

r'r1C1L1C1R'pL1IKRp

要想回路的傳輸效率高，則空載Qo越大越好，有載QL越小越好，也就是說，中介回路本身的損耗越小越好

但從要求回路濾波作用良好來考慮，則QL值又應(yīng)該足夠大。從兼顧這兩方面出發(fā)，QL值一般不應(yīng)小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。

休息2休息1在大功率輸出級，T型、Π型等濾波型的匹配網(wǎng)絡(luò)就得到了廣泛的應(yīng)用。

圖中的R2一般代表終端(負(fù)載)電阻，R1則代表由R2折合到左端的等效電阻，現(xiàn)以(a)為例進(jìn)行計(jì)算公式的推導(dǎo)繼續(xù)(2)濾波器型的匹配網(wǎng)絡(luò)兩種Π型匹配網(wǎng)絡(luò)(a)(b)L1R1C1C1R1L1C2R2R2C2

將并聯(lián)回路R1C1與R2C2變換為串聯(lián)形式，由串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換公式可得L1C1'R1'C2'R2'網(wǎng)絡(luò)匹配時(shí)，R1'=R2'由諧振條件得

:仿真[例]有一個(gè)輸出功率為2W的高頻功率放大器、負(fù)載電阻RL=50Ω，EC=24V，f=50MHz，Q1=10，試求Π型匹配網(wǎng)絡(luò)的元件值。

解

:繼續(xù)(2)濾波器型的匹配網(wǎng)絡(luò)L1R1C1R2=RLC2

R1應(yīng)該是功率放大器所要求的匹配電阻

Rp,即L1C1'R1'C2'R2'網(wǎng)絡(luò)匹配時(shí)，R1'=R2'改寫為：

解之得：

休息2休息1由諧振條件得

:注意，考慮到晶體管的輸出電容Co后，C1應(yīng)減去Co之值，才是所需外加的調(diào)諧電容值。一般，當(dāng)L1確定之后，用C2主要調(diào)匹配，用C1主要調(diào)諧振。

實(shí)際還有其它各種形式的匹配網(wǎng)絡(luò)。分析方法都很類似，即從匹配與諧振兩個(gè)條件出發(fā)，再加上一個(gè)假設(shè)條件(通常都是假定Q1值)，即可求出電路元件的數(shù)值。

2.6.1寬帶高頻功率放大器

以LC諧振回路為輸出電路的功率放大器，由于其相對通頻帶B/fo只有百分之幾甚至千分之幾，所以又稱為窄帶高頻功率放大器。由于調(diào)諧系統(tǒng)復(fù)雜，窄帶功率放大器的運(yùn)用就受到了很大的限制。

繼續(xù)2.6寬帶高頻功率放大器與功率合成電路

近年來一種新穎的，能夠在很寬的波段內(nèi)實(shí)現(xiàn)不調(diào)諧工作的寬頻帶功率放大器得到了迅速的推廣。

休息2休息1

寬帶功率放大器，實(shí)際上就是一種以非調(diào)諧單元作為輸出匹配電路的功率放大器。它是以頻率特性很寬的傳輸線變壓器，代替了電阻、電容或電感線圈作為其輸出電路

。

寬頻帶功率放大器沒有選頻作用。因此諧波的抑制成了一個(gè)重要的問題。為此，放大管的工作狀態(tài)就只能選在非線性畸變比較小的甲類或甲乙類狀態(tài)，效率較低，也就是說寬頻帶放大器是以犧牲效率作為代價(jià)來換取寬頻帶輸出的

。

1.普通變壓器不能在較寬頻內(nèi)工作的原因

繼續(xù)2.6.1寬帶高頻功率放大器休息2休息1

圖

(b)中L、Ls1、r1是變壓器初級繞組的電感、漏感和損耗電阻；Ls2、r2

是折合到初級后，次級繞組的漏感和損耗電阻；C是變壓器各分布電容折合到初級后的總和；R‘L是折合到初級后的等效負(fù)載電阻。

在高頻端由于初級繞組電感的感抗很強(qiáng)，因此在高頻端等效電路中可以認(rèn)為電感L是開路，如圖(c)。在低頻端，由于頻率較低，各漏感和損耗電阻很小，也可略去不計(jì)，可以認(rèn)為電容C開路，如圖

(d)；(a)原理電路(b)等效電路(c)高頻端等效電路(d)低頻端等效電路(e)頻率響應(yīng)曲線usRsRLuoRsRsRsusususr1Ls1LLs2r2CR'LrLsLCR'LR'Lfsfuo一般變壓器的等效電路

可見工作頻率越低，電感L的旁路作用就越大，于是輸出電壓將隨著工作頻率的降低而下將。在高頻端負(fù)載R'L接在Ls和C組成的串聯(lián)諧振回路容抗元件的兩端，在串聯(lián)諧振頻率fs的附近，負(fù)載兩端的電壓急劇增加，并在fs上達(dá)到最大值。但是，偏離諧振頻率fs，電壓將急劇減小繼續(xù)2.寬頻帶傳輸線變壓器的工作原理休息2休息1

傳輸線變壓器是將兩根等長的導(dǎo)線緊靠在一起，并繞在高導(dǎo)磁率低損耗的磁芯上構(gòu)成的。最高工作頻率可擴(kuò)展到幾百兆赫甚至上千兆赫。

傳輸線變壓器與普通變壓器在傳輸能量的方式上是不相同的，傳輸線變壓器負(fù)載兩端的電壓不是次級感應(yīng)電壓，而是傳輸線的終端電壓。

兩根導(dǎo)線緊靠在一起，所以導(dǎo)線任意長度處的線間電容很大，且在整個(gè)線上均勻分布。其次，兩根等長導(dǎo)線同時(shí)繞在高μ磁芯上，所以導(dǎo)線上均勻分布的電感量也很大，這種電路通常又叫分布參數(shù)電路。

usususRLRLRLRsRsRs(a)結(jié)構(gòu)示意圖(c)普通變壓器的原理電路(b)原理電路圖u1u2u1u2u1u2

在傳輸線變壓器中，線間的分布電容不影響高頻能量的傳輸，電磁波以電磁能交換的形式在導(dǎo)線間介質(zhì)中傳播的。

(1)1：1傳輸線變壓器

繼續(xù)3.常用傳輸線變壓器分析休息2休息1

1：1傳輸線變壓器，又叫倒相變壓器。當(dāng)傳輸線無損時(shí)，可以認(rèn)為u1=u2和i1=i2。usRLRsu1u2i1i2如果傳輸線的特性阻抗：

傳輸線輸出端的等效阻抗為：輸入端（1、3端）的等效阻抗為：為了實(shí)現(xiàn)傳輸線變壓器與負(fù)載的匹配，要求：

為了實(shí)現(xiàn)信號(hào)源與傳輸線變壓器的匹配，要求：

1：1傳輸線變壓器，最佳匹配狀態(tài)應(yīng)該滿足：滿足最佳功率傳輸條件的傳輸線特性阻抗為：1：1傳輸線變壓器具有最大的功率輸出。但實(shí)際上，在各種放大電路中RL正好等于信號(hào)源內(nèi)阻的情況是很少的。因此，1：1傳輸線變壓器很少用作阻抗匹配元件，而更多的是用來作為倒相器，或進(jìn)行不平衡-平衡以及平衡-不平衡轉(zhuǎn)換。

usRsusususRsRsRLRLRLRLRsu1u1u2u2i2i1i1+i2(2)1：4和4：1傳輸線變壓器繼續(xù)3.常用傳輸線變壓器分析休息2休息1

1：4傳輸線變壓器是把負(fù)載阻抗降為1/4倍以便和信號(hào)源相匹配。在負(fù)載匹配的條件下，有

u1=u2=u和，i1=i2=i

由于變壓器的1端與4端相連，輸入端1端與3端的電壓為u，負(fù)載RL上的電壓為u1+u2=2u，輸入端1的電流為i1+i2=2i，且u1u1u2u2i22ui1i1+i2+2u-i傳輸線變壓器的輸入阻抗為：傳輸線變壓器把負(fù)載RL變換為RL/4，實(shí)現(xiàn)了1：4的阻抗變換。

如果把輸入端和輸出端對調(diào)就成為4：1傳輸線變壓器。4：1傳輸線變壓器把負(fù)載阻抗升高4倍和信號(hào)源匹配，由電壓電流關(guān)系不難證明該變壓器具有4：1的阻抗變換作用。

i45123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc

高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器127345仿真Rb1Rb2ReEc32154B1B2CLyLVT輸入回路輸出回路晶體管32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-32154B1B2CLyLVT32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL二、放大器性能參數(shù)分析：ib+ube-iC+uce-休息1休息2YiiCyfeubeyoe+uce-yoeyfeubeyreuceyieYSyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSyfeubeyoeyreuceyieYSiC休息1休息2yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiS+u54-+u31-+u21-+ube-休息1休息2iCyfeubeyoe+uce-yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubegoyfeubeyoeYLyLyfeubeyoe+u54-+u31-+u31-休息1休息2p1yfeubep1yfeube+u31-p1yfeubeyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubego+u31-休息1休息21B休息1休息21繼續(xù)休息1休息2go二、放大器性能參數(shù)分析：+u31-二、放大器性能參數(shù)分析：go+u31-三、多級單調(diào)諧放大器Au1Au2Aun休息1休息2返回繼續(xù)仿真休息1休息21

高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器1.2高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）1273451.2高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e1.2.1晶體管的高頻小信號(hào)等效模型127345eb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’eyieyoeyreuceyfeube+u1-+u2-i1i2+ube-+uce-ibic127345二Y參數(shù)等效電路yieyoeyreuceyfeube+ube-+uce-ibic127345yieyoeyreuceyfeube127345CiegiegoeCoe1127345返回繼續(xù)127345

角度調(diào)制和解調(diào)

（anglemodulationanddemodulation

）休息1休息2任意正弦波信號(hào)：

其中：,總相角，振幅，角頻率，為初相角如果利用調(diào)制信號(hào)去控制三個(gè)參量中的某個(gè)，可產(chǎn)生調(diào)制的作用:amphitudemodulationAM:frequencymodulationFM:phasemodulationPM:角度調(diào)制AM調(diào)制方式中AMDSB屬于頻譜線性搬移電路,調(diào)制信號(hào)寄生于已調(diào)信號(hào)的振幅變化中FMPM調(diào)制方式中：屬于頻譜的非線性搬移電路,已調(diào)波為等幅波,調(diào)制信息寄生于已調(diào)波的頻率和相位變化中

SSB6.1概述休息1休息2FM，PMω從已調(diào)波中檢取出原調(diào)制信號(hào)的過程稱為解調(diào)(AM)振幅解調(diào)——檢波

(FM)頻率解調(diào)——鑒頻detection(frequencydiscrimination)(PM)相位解調(diào)——檢相(phasedetection)AMωωωωωωωω休息1休息2當(dāng)進(jìn)行角度調(diào)制（FM或PM）后,其已調(diào)波的角頻率將是時(shí)間的函數(shù)即?？捎糜覉D所示的旋轉(zhuǎn)矢量表示ω(t)t=tω(t)t=0實(shí)軸設(shè)旋轉(zhuǎn)矢量的長度為,且當(dāng)t=0時(shí)，初相角為，t=t時(shí)刻，

矢量與實(shí)軸之間的瞬時(shí)相角為，顯然有：而該矢量在實(shí)軸上的投影：6.2調(diào)角信號(hào)的分析

一.調(diào)角信號(hào)的分析與特點(diǎn)1.瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)相位（instantaneousfrequencyandphase）如果設(shè)高頻載波信號(hào)為：休息1休息2

調(diào)制信號(hào)：（1）調(diào)頻FM：由于已調(diào)波頻率隨調(diào)制信號(hào)線形變化，則有：其中：①:載波角頻率，F(xiàn)M波的中心頻率.②：調(diào)頻靈敏度，

單位調(diào)制信號(hào)振幅引起的頻率偏移

.③,瞬時(shí)頻率偏移（簡稱頻偏）,寄載了調(diào)制信息，表示瞬時(shí)頻率相對于載波頻率的偏移.④最大頻偏另外，由瞬時(shí)頻率與所對應(yīng)的瞬時(shí)相位的關(guān)系，若設(shè)

則有：

其中：⑤：瞬時(shí)相位偏移，

2.調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的數(shù)學(xué)表示：設(shè)：載波：⑥最大相位偏移：一般令

，稱為FM波的調(diào)頻指數(shù)，于是一般調(diào)頻信號(hào)的

數(shù)學(xué)表達(dá)式：

所以有：

注意：與AM波不同，mf一般可大于1，且mf

越大，抗干擾性能

越好，但頻帶越寬。

對于單一頻率調(diào)制的FM波，由于

由于已調(diào)波的相位隨調(diào)制信號(hào)線形變化，則有：其中：①：為載波的相位角。

②：調(diào)相靈敏度，

，單位調(diào)制信號(hào)振幅引起的相位偏移.③：瞬時(shí)相位偏移，即相對于

的偏移量。2．相位調(diào)制：④最大相位移：

（調(diào)相指數(shù)）另外，由瞬時(shí)相位與所對應(yīng)的瞬時(shí)頻率之間的關(guān)系，可得：式中：⑤

；PM波瞬時(shí)頻偏⑥最大頻偏:PM波的表達(dá)式為：

對于單一頻率調(diào)制信號(hào)

的PM波：

如果設(shè)載波：

，調(diào)制信號(hào)：

FM波

PM波(1)瞬時(shí)頻率：

3.調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的比較(2)瞬時(shí)相位：

(3)最大頻偏

(4)最大相位：

(5)表達(dá)式:

討論：（1）一般調(diào)角信號(hào)的表達(dá)式：mpΔωmΔωmΩmfΩ（2）FM波：（3）PM波：可以看出調(diào)相制的信號(hào)帶寬隨調(diào)制信號(hào)頻率的升高而增加，而調(diào)

頻波則不變，有時(shí)把調(diào)頻制叫做恒定帶寬調(diào)制。（3）調(diào)頻波的波形休息1休息2如果用m代替mf或mp，把FM和PM信號(hào)用統(tǒng)一的調(diào)角信號(hào)來表示且令，則單位頻率調(diào)制的調(diào)角信號(hào)的表示式可統(tǒng)一表達(dá)成為：

（利用三角公式：

可展開成以下級數(shù)：6.2.3調(diào)角信號(hào)的頻譜與帶寬

式中：稱為第一類Besselfunction，當(dāng)m，n一定時(shí)，

為定系數(shù)，其值可以由曲線和函數(shù)表查出。所以：又利用三角函數(shù)積化和差公式：休息1休息2所以上式最終可表示為：

討論：在單一頻率信號(hào)調(diào)制下，調(diào)角信號(hào)頻譜具有的特點(diǎn)：

1FM/PM信號(hào)的頻譜由載頻

和無限對上，下邊頻分量

組成.

其中：

分量：

，其大小決定于m

:上,下邊頻分量

,與m和n的大小有關(guān)。ωo-ΩΩΩωFM/PM的頻譜ωo+Ωωoωo+2Ωωo+3Ωωo+4Ωωo-2Ωωo-3Ωωo-4ΩΩωoω調(diào)制信號(hào)uΩ載波uo一般有

:2由第一類Besselfunction的性質(zhì)：

所以有:

各邊頻分量與載頻分量之間的頻率間距為nΩ

，且當(dāng)n為偶數(shù)時(shí)，上下邊頻分量符號(hào)相同，而當(dāng)n=奇數(shù)時(shí)，上下邊頻分量符號(hào)相反。

凡是振幅小于未調(diào)載波振幅的10%—15%的邊頻分量可以忽略不計(jì)。

實(shí)際上可以把調(diào)角信號(hào)認(rèn)為是有限帶寬的信號(hào)，這取決于實(shí)際應(yīng)用中允許解調(diào)后信號(hào)的失真程度。

工程上有兩種不同的準(zhǔn)則：

(1)比較精確的準(zhǔn)則：FM信號(hào)的帶寬包括幅度大于未調(diào)載波振幅1%以上的邊頻分量，即如果在滿足上述條件下的最高邊頻的次數(shù)為n

max，則FM信號(hào)的帶寬為BFM=2nmax

Ω

或BFM=2nmaxF，其中利用B

e

s

s

e

lfunction可得近似公式:(2)常用的工程準(zhǔn)則：

由Besselfunction可得BFM=2(mf+1)F在實(shí)際應(yīng)用中也常區(qū)分為：休息1休息22．調(diào)頻信號(hào)的帶寬

對有限頻帶的調(diào)制信號(hào)，即F=

F

min—F

max，

調(diào)角信號(hào)的頻帶為：6.3調(diào)頻電路

休息1休息26.3.1實(shí)現(xiàn)調(diào)頻、調(diào)相的方法

6.3.2變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路

6.3.3晶體振蕩器直接調(diào)頻電路

6.3.4間接調(diào)頻電路

由相位與頻率之間的關(guān)系：

在同一調(diào)制信號(hào)

的控制下，形成的FM波和PM波的表達(dá)式為：以上的過程為直接調(diào)頻或直接調(diào)相

6.3調(diào)頻電路

仿真休息1休息26.3.1實(shí)現(xiàn)調(diào)頻、調(diào)相的方法

(2)把

先微分后再調(diào)頻，可以得間接調(diào)相（indirectPM）

(1)如果把

先積分后，再經(jīng)過調(diào)相器，也可得到對

而言的調(diào)頻波，也稱為間接調(diào)頻。（indirectfrequencymodulation）繼續(xù)返回仿真休息1休息2

晶體振蕩器(CrystalOscillator)休息2休息1CoCgCoCg5Cg3CgLgLg3Lg5LgRg3.6晶體振蕩器(CrystalOscillator)CoCgLgRg一,晶體諧振器(CrystalResonator)fqfp電容性電容性電感性fXqO國產(chǎn)B451MHz中等精度晶體的等效參數(shù)如下：Lq=4.00H，Cq=0.0063pF，

rq≤100～200Ω，Co=2～3pF。因而晶體的品質(zhì)因數(shù)Qq很大，一般為幾萬至幾百萬

≥（12500～25000）

CLJTC1C2JT二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)ECJTC2C3C1Rb1Rb2CbReLc二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)仿真晶體C1C2JTC3LqCqrqCoC1C2C3gmubegiegmubeC1C3CqLqrqCoC22.振蕩條件的近似分析C1C2JTC3RqXq+u'be—+u'be—仿真LqrqCqCoCLLqCqrqCoC1C2C3gmubeg3ie3電路的諧振頻率的估算:C1CcCeRb1Rb2ReL1LEcJTC2C1C2L1JT二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2C1C2C3JTLRb1Rb2RcReCbCcC1C2C3JTCoLEc二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)??ωq?ω?返回繼續(xù)?休息1休息2ωqωp電容性電容性電感性fXqO

模擬相乘器及基本單元電路等各種技術(shù)領(lǐng)域

模擬乘法器可應(yīng)用于：4.3.1模擬相乘器的基本概念

模擬乘法器具有兩個(gè)輸入端（常稱X輸入和Y輸入）和一個(gè)輸出端（常稱Z輸出），

是一個(gè)三端口網(wǎng)絡(luò)，電路符號(hào)如右圖所示：uxuyuzXYZ

理想乘法器：

uz(t)=kux(t)uy(t)

式中：k為增益系數(shù)或標(biāo)度因子，

單位：，k的數(shù)值與乘法器的電路參數(shù)有關(guān)。

或Z=kX·Y繼續(xù)返回

一、乘法器的工作象限

乘法器有四個(gè)工作區(qū)域，可由它的兩個(gè)輸入電壓的極性確定。XYXmax-XmaxYmax-Ymax

輸入電壓可能有四種極性組合：XYZ

（+）·（-）=（-）第Ⅳ象限

（-）·（-）=（+）第Ⅲ象限

（-）·（+）=（-）第Ⅱ象限

（+）·（+）=（+）第Ⅰ象限

如果：兩個(gè)輸入信號(hào)只能為單極性的信號(hào)的乘法器為“單象限乘法器”；一個(gè)輸入信號(hào)適應(yīng)兩種極性，而一個(gè)只能是一種單極性的乘法器為“二象限乘法器”；兩個(gè)輸入信號(hào)都能適應(yīng)正、負(fù)兩種極性的乘法器為“四象限乘法器”。

二、理想乘法器的基本性質(zhì)1、乘法器的靜態(tài)特性（1）繼續(xù)返回（3）當(dāng)X=Y或X=-Y，Z=KX2或Z=-KX2，

輸出與輸入是平方律特性（非線性）。XYX=YX=-Y2、乘法器的線性和非線性

理想乘法器屬于非線性器件還是線性器件取決于兩個(gè)輸入電壓的性質(zhì)。

一般：①當(dāng)X或Y為一恒定直流電壓時(shí)，Z=KCY=K`Y，乘法器為一個(gè)線性交流放大器。②當(dāng)X和Y均不定時(shí)，乘法器屬于非線性器件。（2）當(dāng)X=C（常數(shù)），Z=KCY=K‘Y，Z與Y成正比（線性關(guān)系）XYC>0C<0繼續(xù)返回①基本電路結(jié)構(gòu)是一個(gè)恒流源差分放大電路，不同之處在于恒流源管VT3的基極輸入了信號(hào)uy(t)，即恒流源電流Io受uy(t)控制。

4.3.2模擬相乘器的基本單元電路1、二象限變跨導(dǎo)模擬相乘器ECRCRCVT3VT2VT1uyuxREube1ube2ic2ic1Ioube3由圖可知：ux=ube1-ube2

根據(jù)晶體三極管特性，VT1、VT2集電極電流為：

VT3的集電極電流可表示為：可得：同理可得：式中，為雙曲正切函數(shù)。

差分輸出電流io為:ic1、ic2ic1ic2Io

0-3321-1-2繼續(xù)返回休息1休息2可以看出，當(dāng)ux<<2UT時(shí)，

ic1、ic2與近似成線性關(guān)系。

可近似為:差分放大電路的跨導(dǎo)gm為:uo恒流源電流Io為:（uy>0）

輸出電壓uo為:

由于uy控制了差分電路的跨導(dǎo)gm，使輸出uo中含有uxuy相乘項(xiàng)，故稱為變跨導(dǎo)乘法器。

變跨導(dǎo)乘法器輸出電壓uo中存在非相乘項(xiàng)，而且要求uy≥ube3，所以只能實(shí)現(xiàn)二象限相乘。

RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io①基本電路結(jié)構(gòu)VT1，VT2，VT3，VT4為雙平衡的差分對，VT5，VT6差分對分別作為VT1，VT2和VT3，VT4雙差分對的射極恒流源。

二、

吉爾伯特（Gilbert）乘法器1、Gilbert乘法單元電路

是一種四象限乘法器，也是大多數(shù)集成乘法器的基礎(chǔ)電路。繼續(xù)返回休息1休息2VT1VT2VT3VT4VT5VT6RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io②工作原理分析

根據(jù)差分電路的工作原理：

又因，輸出電壓：

二、吉爾伯特（Gilbert）乘法器+ux-+uy-+uo-iAiBi2i1i3i4i5i6當(dāng)輸入為小信號(hào)并滿足：

而標(biāo)度因子

Gilbert乘法器單元電路，只有當(dāng)輸入信號(hào)較小時(shí)，具有較理想的相乘作用,ux，uy均可取正、負(fù)兩極性，故為四象限乘法器電路，但因其線性范圍小，不能滿足實(shí)際應(yīng)用的需要。繼續(xù)返回仿真休息1休息2VT5VT6RyIoyIoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6RyVT5VT6Ry2、具有射極負(fù)反饋電阻的Gilbert乘法器

使用射極負(fù)反饋電路Ry，可擴(kuò)展uy的線性范圍，Ry取值應(yīng)遠(yuǎn)大于晶體管T5,T6的發(fā)射極電阻，即有

靜態(tài)時(shí)，i5=i6=IoY,當(dāng)加入信號(hào)uy時(shí)，流過Ry的電流為：iAiB+ux-+uo-iY∴有+uy-iY如果ux<2UT=52mV時(shí)，返回仿真繼續(xù)休息1休息2i5i6+uy-RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIox3、線性化Gilbert乘法器電路

具有射極負(fù)反饋電阻的雙平衡Gilbert乘法器，盡管擴(kuò)大了對輸入信號(hào)uy的線性動(dòng)態(tài)范圍，但對輸入信號(hào)ux的線性動(dòng)態(tài)范圍仍較小，在此基礎(chǔ)上需作進(jìn)一步改進(jìn)，下圖為改進(jìn)后的線性雙平衡模擬乘法器的原理電路，其中VD1，VD2，VT7，VT8構(gòu)成一個(gè)反雙曲線正切函數(shù)電路。返回繼續(xù)uxux'uyuoVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxuxuyux'工作原理分析：i7ixi8iyiAiBVT7，VT8，Rx，Iox構(gòu)成線性電壓—電流變換器?！嘤衭o

而為二極管D1與D2上的電壓差，即:

利用數(shù)學(xué)關(guān)系：，則上式可寫成：（1）代入（2）可得：其中標(biāo)度因子：

可見大大擴(kuò)展了電路對ux和uy的線性動(dòng)態(tài)范圍，改變電阻Rx或Iox可很方便地改變相乘器的增益。

返回繼續(xù)仿真+UD1-+UD2-iD1iD2休息2休息1VT5VT6RyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyRy-EEVT7VT8VD4.4單片集成模擬乘法器及其典型應(yīng)用

一、MC1496/MC1596及其應(yīng)用uxuy1、內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)

與具有射極負(fù)反饋的雙平衡Gilbert相乘器單元電路比較，電路基本相同，僅恒流源用晶體管VT7，VT8代替，二極管VD與500電阻構(gòu)成VT7，VT8的偏置電路。

反偏電阻Ry外接在引腳②、③兩端，可展寬uy輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍，并可調(diào)整標(biāo)度因子K。2、外接元件參數(shù)的計(jì)算iy+uy-①負(fù)反饋電阻Ry且應(yīng)滿足|iy|<Ioy若選擇Ioy=1mA，Uym=1V（峰值）返回繼續(xù)Ioy休息2休息1IoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyR5-EE由右圖電路可得：當(dāng)時(shí)，③負(fù)載電阻Rc引腳⑥、⑨端的靜態(tài)電壓：U6=U9=Ec-Ioy·Rc，若選U6=U9=8V，Ec=12V，

則有：，標(biāo)稱值為3.9。②偏置電阻R10U6U9Ioy

返回繼續(xù)仿真休息2休息1

三、

MC1495/MC1595（BG314）及其應(yīng)用1、內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)vx++vy①內(nèi)部電路如圖所示，由線性化雙平衡Gilbert乘法器單元電路組成。

輸入差分對由T5，T6，T7，T8和T11，T12，T13，T14的達(dá)林頓復(fù)合管構(gòu)成，以提高放大管增益及輸入阻抗。

負(fù)反饋電阻RY，Rx，負(fù)載電阻Rc，恒流偏置電阻R3及RW5，R13及R1均采用外接元件。返回繼續(xù)休息2休息1vovx+-vy+-MC1595

（BG314）1214489125610117133R1RcRcR13RxRyVCCVEER3Rw52、外圍元件設(shè)計(jì)計(jì)算如果設(shè)計(jì)一個(gè)上圖所示的乘法器電路，并要求：輸入信號(hào)范圍為：

輸出電壓范圍為：由以上的要求可知，乘法器的增益系數(shù)返回繼續(xù)休息2休息1①負(fù)電源的-VEE的選取

負(fù)電源應(yīng)能確保輸入信號(hào)Vx，Vy為最大負(fù)值時(shí)，電路仍能正常工作，以Vy輸入端為例：當(dāng)|Vy|=|Vym|=10V時(shí)，由右圖的等效電路可以看出：VBE5VBE6VCE9VRe9若T5，T6，T9正常工作，且設(shè)VBE5=VBE6=0.7V，VCE9+VRE9≥2V（以保持T9工作于線性區(qū)）

則

故可取-VEE=-15V返回繼續(xù)休息2休息1②偏置電阻R3，R13的計(jì)算

恒流源偏置電阻R3，R13應(yīng)保證能提供合適的恒流電流，使三極管工作在特性曲線良好的指數(shù)律部分，恒流源電流一般取0.5～2mA之間的電流值，現(xiàn)若取Iox=Ioy=1mA，以引腳③為例，設(shè)VD3=VD4=0.7V，如右圖的等效電路可IoxIR3

同理可求出R13=13.8，一般R3采用10固定電阻和6.8電位器的串聯(lián)，以便通過調(diào)Iox來控制增益參數(shù)K。返回繼續(xù)休息2休息1+vx

-③負(fù)反饋電阻Rx和Ry的計(jì)算如右圖所示電路可得：同理可得：④負(fù)載電阻Rc

由于增益系數(shù)：ixmaxixmaxixmaxixmaxixmax⑤電阻R1取引腳①的電壓為+9V，則返回繼續(xù)V13、失調(diào)誤差電壓及其調(diào)整

實(shí)際乘法器電路由于工藝技術(shù)、元器件特性的不對稱，不可能實(shí)現(xiàn)理想相乘，會(huì)引入乘積誤差，若設(shè)乘法器工作在直流輸入時(shí)，輸出電壓可表示為：

其中：△K：增益系數(shù)誤差，可通過IR3的調(diào)整使其誤差