通信電子線路 課件 第4、5章 高頻功率放大器、LC 正弦波振蕩器

第4章高頻功率放大器4.1概述4.2諧振功率放大器工作原理.4.3諧振功率放大器的折線近似分析法4.4諧振功率放大器實(shí)際電路4.5倍頻器

【應(yīng)用背景】

高頻功率放大器一般用于無(wú)線電發(fā)射機(jī)的末級(jí)(如圖4-1所示的陰影框圖)，其作用是將調(diào)制器輸出的高頻已調(diào)波信號(hào)進(jìn)行功率放大，以滿足發(fā)送功率的要求，然后經(jīng)過(guò)天線將其輻射到空間，保證在一定區(qū)域內(nèi)的接收機(jī)可以接收到滿意的信號(hào)電平，并且不干擾相鄰信道的通信。高頻功率放大器是通信系統(tǒng)中發(fā)送裝置的重要組件。

圖4-1高頻功率放大器應(yīng)用示例

4.1概述

4.1.1高頻功率放大器的分類(lèi)高頻功率放大器按工作頻帶的寬窄，可分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器。窄帶高頻功率放大器以LC諧振回路作為負(fù)載，因此又稱(chēng)為諧振功率放大器。寬帶高頻功率放大器以傳輸線變壓器作為負(fù)載，因此又稱(chēng)為非諧振功率放大器。

4.1.2高頻功率放大器的特點(diǎn)

高頻功率放大器和低頻功率放大器的相同點(diǎn)是都要求輸出功率大和效率高。但由于二者的工作頻率和相對(duì)頻帶寬度相差很大，這就決定了高頻功率放大器具有自己的特點(diǎn)。首

先高頻功率放大器的工作頻率高，而低頻功率放大器的工作頻率低。其次，高頻功率放大器一般都采用選頻網(wǎng)絡(luò)作為負(fù)載回路(又稱(chēng)為諧振功率放大器)，而低頻功率放大器用電阻、變壓器等作為負(fù)載。

由于以上特點(diǎn)，使得這兩種放大器所選用的工作狀態(tài)也不相同：低頻功率放大器可以工作于甲類(lèi)(A類(lèi))、甲乙類(lèi)和乙類(lèi)(B類(lèi))狀態(tài)，而高頻功率放大器則一般都工作于丙類(lèi)(C類(lèi))狀態(tài)。丙類(lèi)放大器雖然效率較高，但其電流波形失真太大，低頻功率放大器無(wú)法使用，而高頻功率放大器因有諧振回路的濾波功能，使輸出電流與電壓仍然接近于正弦波，失真較小。

高頻功率放大器與高頻小信號(hào)諧振放大器的相同點(diǎn)是工作頻率都很高，負(fù)載均是諧振回路。但二者也有較大的差異，高頻小信號(hào)諧振放大器輸入信號(hào)很小(微伏級(jí)或毫伏級(jí))，高頻功率放大器的輸入信號(hào)要大得多。高頻小信號(hào)諧振放大器的性能要求側(cè)重于能不失真地放大有用信號(hào)，而對(duì)其輸出功率和效率的要求相對(duì)降低。而對(duì)高頻功率放大器來(lái)說(shuō)，則要求有高的輸出功率和高的效率。高頻小信號(hào)放大器的工作狀態(tài)為甲類(lèi)，而高頻功率放大器則為丙類(lèi)。另外，這兩種放大器負(fù)載回路的選頻作用不同，高頻小信號(hào)諧振放大器是利用選頻回路濾除大量的干擾信號(hào)，選出有用信號(hào)，高頻功率放大器卻是利用選頻回路來(lái)選出信號(hào)的基波分量，濾除諧波分量。

4.2諧振功率放大器工作原理

4.2.1諧振功率放大器電路組成高頻諧振功率放大器的原理電路如圖4-2所示。負(fù)載LC諧振回路的諧振頻率為輸入信號(hào)頻率，其作用分別是：一是濾波作用，選取集電極電流中的基波分量，濾除諧波分量;二是阻抗匹配作用，當(dāng)輸出匹配時(shí)，可保證放大器輸出最大功率。

圖4-2諧振功率放大器的原理電路

4.2.2諧振功率放大器工作原理

為了討論方便，圖4-3畫(huà)出了丙類(lèi)狀態(tài)的諧振功率放大器工作情況。圖中已知三極管轉(zhuǎn)移特性曲線iC=f(uBE)，其導(dǎo)通電壓為UBZ。設(shè)功率放大器輸入端電壓ub=Ubmcosωt，則輸入回路發(fā)射結(jié)電壓為

圖4-3諧振功率放大器丙類(lèi)工作狀態(tài)工作情況

諧振功率放大器各部分電流與電壓波形的時(shí)間關(guān)系如圖4-4所示。圖4-4-諧振功率放大器各部分電流與電壓波形

4.2.3丙類(lèi)工作狀態(tài)效率高的原因

諧振功率放大器大多工作于丙類(lèi)工作狀態(tài)，這是因?yàn)楸?lèi)效率高。由“低頻電路”課程知道，放大器可以按照電流導(dǎo)通角2θ的數(shù)值不同，分為甲、乙、丙三類(lèi)工作狀態(tài)。放大器

工作于哪一種狀態(tài)，決定于基極偏置電壓EB、晶體管的導(dǎo)通電壓UBZ(硅管約為0.7V，鍺管約為0.2V)和被放大信號(hào)的幅度。下面利用晶體管的轉(zhuǎn)移特性iC~uBE關(guān)系曲線來(lái)說(shuō)明。

當(dāng)EB?UBZ時(shí)，由圖4-5可見(jiàn)圖4-5晶體管的甲類(lèi)和甲乙類(lèi)工作狀態(tài)

當(dāng)EB=UBZ時(shí)，由圖4-6可見(jiàn)，晶體管工作在乙類(lèi)狀態(tài)，電流導(dǎo)通角2θ=180°。圖4-6晶體管的乙類(lèi)工作狀態(tài)

當(dāng)EB<UBZ時(shí)，由圖4-7可見(jiàn)，晶體管工作在丙類(lèi)狀態(tài)，電流導(dǎo)通角2θ<180°。圖4-7晶體管的丙類(lèi)工作狀態(tài)

另外，為了進(jìn)一步提高效率，必須設(shè)法減小消耗在集電極上的耗散功率Pc?？梢宰C明晶體三極管的集電極耗散功率為

可見(jiàn)，要減小Pc就必須做到：

①當(dāng)晶體管內(nèi)有較大iC時(shí)，要盡量減小這一期間的uCE;

②當(dāng)uCE較大時(shí)，要盡量減小這期間的iC;

③盡量減小iC和uCE都不為零的時(shí)間，即減小積分區(qū)間。

晶體管在甲、乙、丙類(lèi)三種工作狀態(tài)時(shí)的集電結(jié)電壓和集電極電流波形如圖4-8所示。圖4-8甲、乙、丙三種工作狀態(tài)時(shí)的集電結(jié)電壓和集電極電流波形

4.2.4-諧振功率放大器的性能指標(biāo)分析

諧振功率放大器的重要性能指標(biāo)是功率與效率。其中，功率包括輸出功率、直流電源供給功率與耗散功率。

1.輸出功率Po

由于負(fù)載回路輸出基波電壓，因此輸出功率是指輸送給負(fù)載回路的基波信號(hào)功率。其計(jì)算方法為

式中，Ucm為負(fù)載回路兩端基波電壓的振幅;Ic1m為晶體管集電極基波電流的振幅。

2.直流電源供給功率PE

直流電源供給的直流功率計(jì)算方法為

式中，IC0為晶體管集電極電流平均分量。

3.耗散功率Pc

諧振功率放大器是一種能量轉(zhuǎn)換機(jī)構(gòu)，它將直流電源供給的功率轉(zhuǎn)換成為交流輸出功率。在這種能量轉(zhuǎn)換的過(guò)程中，必然會(huì)有一部分功率以熱能的形式消耗在集電極上，即集電極耗散功率，其計(jì)算方法為

4.效率ηc

為了說(shuō)明晶體管放大器將直流電源供給的功率轉(zhuǎn)換成為交流輸出功率的能力，用集電極效率ηc衡量，其定義為

由式(4-6)、式(4-7)和式(4-9)可得到

式中，ξ=Ucm/EC為集電結(jié)電壓利用系數(shù);g1(θ)=Ic1m/IC0為波形系數(shù)。由式(4-10)可見(jiàn)，ξ和g1(θ)越大，效率ηc越高。g1(θ)是電流導(dǎo)通角θ的函數(shù)，它們的關(guān)系如圖4-9所示。由圖可見(jiàn)，θ越小，g1(θ)越大，則效率ηc越高。

圖4-9g1(θ)與θ的關(guān)系

各類(lèi)功率放大器的理想效率可以通過(guò)式(4-10)分析得到。假設(shè)在理想情況下，集電結(jié)電壓利用系數(shù)ξ=1，則甲類(lèi)功率放大器(θ=180°)的理想效率為

乙類(lèi)功率放大器(θ=90°)的理想效率為

丙類(lèi)功率放大器(θ=60°)的理想效率為

通過(guò)以上分析，進(jìn)一步證明：晶體管的導(dǎo)通角越小，功率放大器的效率越高。

4.3諧振功率放大器的折線近似分析法

4.3.1晶體管特性曲線的折線化(理想化)為了能求出諧振功率放大器的輸出功率Po、電源供給功率PE、集電極效率ηc和集電極負(fù)載電阻RP，關(guān)鍵在于先求出集電極電流iC的直流分量IC0與基頻分量振幅Ic1m。這就需要求出集電極電流iC脈沖波的表達(dá)式，進(jìn)而求出其各項(xiàng)分量值。

求解非線性電路，常用的方法是折線近似分析法。這種方法的步驟是：

①將電子器件的特性曲線理想化，每一條特性曲線用一條或幾條直線組成的折線來(lái)代替;

②用簡(jiǎn)單的數(shù)學(xué)解析式來(lái)代表折線化了的電子器件曲線;

③通過(guò)解方程來(lái)求解有關(guān)電量。

在折線法中主要使用晶體管的兩組靜態(tài)特性曲線：轉(zhuǎn)移特性曲線和輸出特性曲線。圖4-10為晶體管的靜態(tài)轉(zhuǎn)移特性曲線，其折線化后，可用與橫軸相交的截距為UBZ的一條直線來(lái)表示，UBZ為導(dǎo)通電壓。圖4-10晶體管的靜態(tài)轉(zhuǎn)移特性曲線及其折線化

圖4-11(a)表示晶體管的實(shí)際輸出特性曲線。圖4-11(b)為折線化的輸出特性曲線，它是用臨界飽和線和一組等間隔的水平線來(lái)逼近輸出特性曲線，其中，臨界飽和線是一條與以u(píng)BE或iB為參變量的各條特性曲線的飽和轉(zhuǎn)折點(diǎn)相連接的直線，其斜率用gcr表示。圖4-11晶體管的輸出特性曲線及其折線化

4.3.2集電極余弦電流脈沖的分解

1.由折線化的轉(zhuǎn)移特性曲線求iC表達(dá)式

把晶體管特性曲線折線化后，當(dāng)放大器輸入激勵(lì)電壓為余弦波時(shí)，利用作圖方法，可以在折線化的轉(zhuǎn)移特性上求出集電極電流的波形，如圖4-12所示。集電極電流脈沖波形的主要參量是脈沖高度icmax與導(dǎo)通角θ。也就是說(shuō)，已知這兩個(gè)值，脈沖的形狀就唯一確定了。

圖4-12由折線化后的轉(zhuǎn)移特性曲線求集電極電流的波形

1)求導(dǎo)通角θ

當(dāng)三極管的導(dǎo)通角等于θ時(shí)，輸入信號(hào)的大小為Ubmcosθ，由圖4-12可知，其與基極偏置電壓EB和導(dǎo)通電壓UBZ的關(guān)系為

則得到θ的求解方法為

由式(4-11)可見(jiàn)，導(dǎo)通角θ與輸入信號(hào)的大小Ubm、基極偏置電壓EB和導(dǎo)通電壓UBZ有關(guān)。

2)求集電極電流iC的表達(dá)式

由如圖4-13所示的集電極電流尖頂余弦脈沖可知，圖中，Icm表示將該余弦脈沖電流延長(zhǎng)到半個(gè)周期時(shí)所呈現(xiàn)的高度，其值與尖頂余弦脈沖高度icmax之間的關(guān)系可以表示為

因此集電極電流脈沖在|ωt-2kπ|<θ范圍可以表示為

2.求集電極電流iC中各分量的幅度

n次諧波分量振幅為

式中，α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)分別稱(chēng)為直流分量電流分解系數(shù)、基波分量電流分解系數(shù)和n次諧波分量電流分解系數(shù)，它們都是導(dǎo)通角θ的函數(shù)。

綜上所述，iC的各分量表達(dá)式只包括兩部分：一是脈沖高度icmax;二是各電流分量的分解系數(shù)。α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)等電流分量分解系數(shù)可以通過(guò)本書(shū)的附錄二用查表的形式找到它們?cè)诓煌戎禃r(shí)的精確數(shù)值。

3.功率放大器最佳導(dǎo)通角

圖4-14表示了α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)、g1(θ)與θ的關(guān)系曲線。圖4-14-余弦脈沖分解系數(shù)與波形系與θ的關(guān)系曲線

4.3.3諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)線

諧振功率放大器要獲得較高的輸出功率和效率，除了上節(jié)所討論的要正確選擇電流導(dǎo)通角θ外，還必須合理地選擇晶體管的集電極負(fù)載。因此，在討論負(fù)載阻抗對(duì)放大器工作性能影響之前，先討論功率放大器交流負(fù)載線，即動(dòng)態(tài)線。所謂動(dòng)態(tài)線，是指在輸入信號(hào)激勵(lì)下集電極交流電流和交流電壓的關(guān)系曲線。

當(dāng)ωt=θ時(shí)，則圖4-15丙類(lèi)諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)線

4.3.4-RP、EC、Ubm、EB對(duì)諧振功率放大器性能的影響

1.諧振功率放大器的三種工作狀態(tài)

諧振功率放大器根據(jù)導(dǎo)通期間所經(jīng)歷的工作區(qū)域不同，可分為三個(gè)工作狀態(tài)，即欠壓、臨界和過(guò)壓工作狀態(tài)。

假設(shè)UCES為晶體管飽和管壓降，如圖4-15所示。那么，滿足EC-Ucm>UCES稱(chēng)為欠壓狀態(tài);滿足EC-Ucm=UCES，稱(chēng)為臨界狀態(tài);滿足EC-Ucm<UCES，稱(chēng)為過(guò)壓狀態(tài)。

根據(jù)三種工作狀態(tài)的定義，請(qǐng)讀者分析如圖4-15所示的動(dòng)態(tài)線CAB是什么工作狀態(tài)。

2.負(fù)載特性

負(fù)載特性是指當(dāng)EC、EB、Ubm一定時(shí)，功率放大器性能隨負(fù)載RP變化的特性。

1)RP變化對(duì)功率放大器工作狀態(tài)的影響

圖4-16給出了對(duì)應(yīng)于各種不同負(fù)載阻抗值的動(dòng)態(tài)特性曲線以及相應(yīng)的集電極電流脈沖波形。圖4-16RP對(duì)功率放大器工作狀態(tài)的影響

2)RP變化對(duì)功率放大器的電流、電壓的影響

仔細(xì)觀察圖4-16，當(dāng)RP逐漸增大時(shí)，工作狀態(tài)從欠壓區(qū)至臨界區(qū)的變化過(guò)程中，集電極電流脈沖的高度icmax及電流導(dǎo)通角θ基本不變，而由于IC0與Ic1m都是icmax及θ的函數(shù)，因此在欠壓區(qū)內(nèi)的IC0與Ic1m幾乎維持常數(shù)，僅隨RP的增加而略有下降。在進(jìn)入過(guò)壓區(qū)后，iC電流脈沖開(kāi)始凹陷，而且凹陷程度隨著RP的增大而急劇加深，致使IC0與Ic1m也急劇下降。綜上可以定性地畫(huà)出如圖4-17(a)所示的IC0、Ic1m隨RP變化的曲線，再根據(jù)Ucm=Ic1mRP，得到Ucm隨RP而變化的曲線。圖4-17負(fù)載特性曲線

通過(guò)負(fù)載特性的討論，可以將三種工作狀態(tài)的優(yōu)缺點(diǎn)歸納如下：

(1)臨界狀態(tài)的優(yōu)點(diǎn)是輸出功率Po最大，效率ηc較高，是最佳工作狀態(tài)。這種工作狀態(tài)主要用于發(fā)射機(jī)的末級(jí)功放，以獲得盡可能大的輸出功率。

(2)過(guò)壓狀態(tài)的優(yōu)點(diǎn)是當(dāng)負(fù)載阻抗RP變化時(shí)，輸出電壓Ucm變化平穩(wěn)，在弱過(guò)壓時(shí)，效率ηc可達(dá)最高，只是輸出功率有所下降。它常用于需要維持輸出電壓比較穩(wěn)定的場(chǎng)合，如發(fā)射機(jī)的中間放大級(jí)。集電極調(diào)幅也工作于這種狀態(tài)，這將在后續(xù)章節(jié)討論。

(3)欠壓狀態(tài)的輸出功率與效率都比較低，而且集電極耗散功率大，輸出電壓又不穩(wěn)定。因此一般功率放大器中很少采用。但在某些場(chǎng)合下，如基極調(diào)幅，則需采用這種工作狀態(tài)，這也將在后續(xù)加以討論。

3.集電極調(diào)制特性

集電極調(diào)制特性是指RP、EB、Ubm一定時(shí)，功率放大器性能隨EC變化的特性。這種特性一般應(yīng)用于集電極調(diào)幅電路中。

1)EC變化對(duì)功率放大器工作狀態(tài)的影響

由于RP、EB、Ubm一定，則負(fù)載線斜率近似不變，且uBEmax=EB+Ubm不變。當(dāng)EC變化時(shí)，靜態(tài)工作點(diǎn)即Q點(diǎn)的位置將發(fā)生變化，負(fù)載線將近似左右平行移動(dòng)。

例如，假設(shè)功率放大器原工作于臨界狀態(tài)(如圖4-18中動(dòng)態(tài)線②所示，電源為EC2，靜態(tài)工作點(diǎn)為Q2)，當(dāng)EC2增至為EC3時(shí)，靜態(tài)工作點(diǎn)向右平移至Q3，則負(fù)載線向右平行移動(dòng)，放大器進(jìn)入欠壓區(qū)(如圖4-18中動(dòng)態(tài)線③所示);反之，當(dāng)EC2減小至EC1時(shí)，靜態(tài)工作點(diǎn)向左平移至Q1，則負(fù)載線向左平行移動(dòng)，功率放大器進(jìn)入過(guò)壓區(qū)(如圖4-18中動(dòng)態(tài)線①所示)。

圖4-18EC變化對(duì)功率放大器工作狀態(tài)的影響

2)EC變化對(duì)集電極電流和集電結(jié)電壓的影響

由圖4-18可見(jiàn)，當(dāng)功率放大器工作在欠壓區(qū)時(shí)，集電極電流為尖頂余弦脈沖，隨著EC由大減小，工作狀態(tài)進(jìn)入臨界時(shí)，脈沖高度略有減小，使得IC0、Ic1m也略有減小，近似認(rèn)為保持不變，因此，Ucm也近似不變。當(dāng)功率放大器工作在過(guò)壓區(qū)時(shí)，集電極電流為凹陷脈沖，隨著EC減小，過(guò)壓工作程度加深，脈沖高度降低，凹陷也越深，使得IC0、Ic1m迅速減小，Ucm也迅速減小，并且Ucm與EC幾乎成線性關(guān)系。根據(jù)上述分析，定性得到EC變化對(duì)集電極電流和集電結(jié)電壓的影響，如圖4-19所示。

圖4-19EC變化對(duì)集電極電流和集電結(jié)電壓的影響

4.放大特性

放大特性是指當(dāng)RP、EB、EC一定時(shí)，功率放大器性能隨Ubm變化的特性。

1)Ubm變化對(duì)功率放大器工作狀態(tài)的影響

當(dāng)保持RP、EB、EC不變時(shí)，負(fù)載線的斜率近似不變，負(fù)載線也不左右平移。由于uBEmax=EB+Ubm，那么當(dāng)Ubm變化時(shí)，uBEmax隨之發(fā)生變化，Ubm變化對(duì)功率放大器工作狀態(tài)的影響如圖4-20所示。假設(shè)功率放大器原來(lái)工作于臨界狀態(tài)，對(duì)應(yīng)的發(fā)射結(jié)電壓最大值為uBEmax，那么隨著Ubm增大至Ubm1，則uBEmax增大至uBEmax1，輸出特性曲線將向上移動(dòng)，此時(shí)功率放大器進(jìn)入到過(guò)壓狀態(tài);反之，當(dāng)Ubm減小時(shí)，發(fā)射結(jié)電壓最大值將減小為uBEmax2，即輸出特性曲線向下移動(dòng)，功率放大器進(jìn)入欠壓狀態(tài)。

2)Ubm變化對(duì)集電極電流和集電結(jié)電壓的影響

由圖4-20可見(jiàn)，在欠壓區(qū)與臨界線之間，隨著Ubm的減小，集電極電流脈沖幅度減小，則電流IC0、IC1m和相應(yīng)的Ucm也隨之減小。而進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)后，由于電流脈沖出現(xiàn)凹陷，隨

著Ubm增加時(shí)，雖然脈沖幅度增加，但電流的凹陷程度也增大，故IC0、Ic1m和相應(yīng)的Ucm的增加很緩慢，近似不變。Ubm變化對(duì)集電極電流和集電結(jié)電壓的影響如圖4-21所示。

圖4-20Ubm變化對(duì)功率放大器工作狀態(tài)的影響圖4-21Ubm變化對(duì)集電極電流和集電結(jié)電壓的影響

由此可見(jiàn)，若要求改變Ubm能有效控制Ucm的變化，實(shí)現(xiàn)線性放大功能，則應(yīng)選擇在功率放大器的欠壓區(qū)。若要求Ubm變化時(shí)Ucm盡可能保持不變，可作為限幅器，則Ubm應(yīng)選擇在功率放大器的過(guò)壓區(qū)。

5.基極調(diào)制特性

基極調(diào)制特性是指當(dāng)RP、Ubm、EC一定時(shí)，功率放大器性能隨EB變化的特性。由uBEmax=EB+Ubm可知，增加Ubm與增大EB是等效的，二者都會(huì)使uBEmax產(chǎn)生同樣的變化。因此，電流IC0、Ic1m和相應(yīng)的Ucm隨EB的變化與隨Ubm的變化的曲線是類(lèi)似的，如圖4-22所示。可見(jiàn)，在欠壓區(qū)，EB與Ubm近似成線性關(guān)系。

圖4-22EB變化對(duì)集電極電流和集電結(jié)電壓的影響

4.4

諧振功率放大器實(shí)際電路4.4.1直流饋電電路

1.饋電電路的組成原則下面以集電極饋電為例，介紹饋電電路的組成原則，其結(jié)果同樣適用于基極饋電電路。對(duì)于集電極電路，由于電路中的電流是脈沖形狀，它包含直流電流IC0、基波電流ic1和諧波電流icn等各種頻率成分。所以，為了保證電路大的輸出功率、高效率，要求集電極饋電電路對(duì)直流分量IC0、基波電流ic1和諧波電流icn應(yīng)呈現(xiàn)不同的阻抗，這就形成了集電極饋電電路的組成原則：

(1)對(duì)IC0等效：IC0是產(chǎn)生功率的源泉，要求管外電路對(duì)IC0應(yīng)短路，以保證EC全部加到集電極上。這樣，既可避免管外電路消耗電源功率，又可充分利用EC。等效電路如圖4-23(a)所示。

(2)對(duì)ic1等效：基波電流ic1應(yīng)通過(guò)負(fù)載回路，以產(chǎn)生輸出基波電壓uc和所需要的高頻輸出功率。因此，為了盡可能不消耗高頻基波信號(hào)能量，除調(diào)諧回路外，各部分對(duì)基波ic1都應(yīng)該是短路。等效電路如圖4-23(b)所示。

(3)對(duì)icn等效：高頻諧波分量icn是多余的“副產(chǎn)品”，不應(yīng)該被它消耗電源功率，應(yīng)設(shè)法濾除。因此要求管外電路對(duì)icn盡量呈現(xiàn)短路狀況。等效電路如圖4-23(c)所示。

圖4-23集電極電路對(duì)不同頻率電流的等效電路

2.集電極饋電電路

圖4-24

集電極饋電電路

2)并聯(lián)饋電電路

所謂并聯(lián)饋電電路，就是將晶體管、負(fù)載回路和直流電源三部分并聯(lián)起來(lái)。集電極并聯(lián)饋電電路如圖4-24(b)所示。圖中，LC是高頻扼流圈，CC1是高頻旁路電容，CC2是高頻耦合電容。圖4-24(b)是否符合饋電電路的組成原則?請(qǐng)讀者自行分析。

3.基極饋電電路

基極饋電電路也有串饋和并饋之分。基極串饋是指輸入信號(hào)源、偏置電壓、晶體管發(fā)射結(jié)三者串聯(lián)連接的一種形式。若三者并聯(lián)則為基極并饋。

1)基極串饋

基極串饋電路如圖4-25(a)所示。圖中，CB為高頻旁路電容。由圖可見(jiàn)基極電流直流分量IB0和基波分量ib1的等效流通回路不一樣，符合饋電原則。

2)基極并饋

基極并饋電路如圖4-25所示(b)所示。圖中，CB1為高頻耦合電容，CB2為高頻旁路電容，LB為高頻扼流圈。由圖可見(jiàn)基極電流直流分量IB0和基波分量ib1的等效流通回路不一樣，符合饋電原則。

圖4-25基極饋電電路

4.基極偏壓電路

在丙類(lèi)諧振功率放大器中基極偏壓EB可以為小于導(dǎo)通電壓的正偏壓或負(fù)偏壓或零偏壓。在實(shí)際應(yīng)用中，EB用外加獨(dú)立偏置電源是不方便的，通常是通過(guò)偏置電路得到。

EB的正偏壓是通過(guò)電源分壓得到，如圖4-26所示。圖4-26(a)和圖4-26(b)中正電源EC通過(guò)R1和R2的分壓得到所需的正偏壓給基極。需要注意的是，分壓電阻值應(yīng)適當(dāng)取大些，以減少分壓電路功耗。

圖4-26分壓偏置電路

EB的負(fù)偏壓和零偏壓無(wú)法通過(guò)正電源分壓得到，而是通過(guò)自給偏置電路得到，如圖4-27所示。圖4-27(a)中NPN管的基極直流電流IB0由下而上流過(guò)電阻RB，產(chǎn)生下正上負(fù)的電壓通過(guò)LB加至發(fā)射結(jié)上，為晶體管提供所需的負(fù)偏壓。圖4-27(b)中發(fā)射極直流電流IE0由上而下流過(guò)電阻RE，產(chǎn)生上正下負(fù)的電壓加至發(fā)射結(jié)上，提供一個(gè)基極所需的負(fù)偏壓。圖4-27(c)中基極直流電流IB0由下自上流過(guò)高頻扼流圈LB，由于LB的直流電阻接近于零，因此提供了近似的零偏壓。

圖4-27幾種常用的自給偏置電路

4.4.2濾波匹配網(wǎng)絡(luò)

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(FilterMatchedNetwork)介于功放管與外接負(fù)載RL(如天線)之間，如圖4-28所示。圖4-28輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

圖4-29并聯(lián)諧振回路匹配網(wǎng)絡(luò)

為了解決φn與ηk這一對(duì)矛盾，在諧振功率放大器中，常采用的濾波匹配網(wǎng)絡(luò)大多數(shù)為三個(gè)及以上電抗組成的π型、T型、L型網(wǎng)絡(luò)以及混合型網(wǎng)絡(luò)，如圖4-30所示。關(guān)于這些網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法可以借鑒其他專(zhuān)業(yè)書(shū)籍，這里不再贅述。圖4-30L型、π型、T型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)

4.4.3諧振功率放大器實(shí)際電路舉例

采用不同的饋電電路和匹配網(wǎng)絡(luò)，可以構(gòu)成諧振功率放大器的各種實(shí)用電路。圖4-31是工作頻率為160MHz的諧振功率放大器。圖4-31諧振功率放大器

4.5倍頻器倍頻器是一種頻率變換電路，廣泛用于發(fā)射機(jī)、頻率合成器等各種電子設(shè)備中，其功能是將頻率為f的輸入信號(hào)變換成頻率為nf的輸出信號(hào)。倍頻器的主要用途為：將頻率較低但穩(wěn)定度較高的石英晶體振蕩器所產(chǎn)生的穩(wěn)定振蕩信號(hào)進(jìn)行倍頻，以得到頻率較高且穩(wěn)定的振蕩信號(hào)(如圖4-1所示的倍頻器);擴(kuò)展儀表設(shè)備的工作頻段，如對(duì)掃頻儀中的掃頻振蕩源信號(hào)進(jìn)行倍頻，可使掃頻儀的工作頻率范圍擴(kuò)大幾倍;使用一個(gè)振蕩器通過(guò)倍頻得到兩個(gè)或多個(gè)成整數(shù)比的頻率，如某些儀表中的振蕩器;對(duì)于調(diào)頻發(fā)射機(jī)來(lái)說(shuō)，還可利用倍頻器加深調(diào)制深度，以獲得較大的頻偏。

晶體管倍頻器有兩種主要形式：晶體管丙類(lèi)倍頻器和變?nèi)莨鼙额l器。下面簡(jiǎn)單介紹一下晶體管丙類(lèi)倍頻器的工作原理。

丙類(lèi)倍頻電路與諧振功率放大器的電路形式基本一樣，差別在于輸出回路的諧振頻率不一樣。其倍頻原理是利用丙類(lèi)狀態(tài)放大器余弦電流脈沖中的諧波來(lái)獲得倍頻，所以稱(chēng)為

丙類(lèi)倍頻器。當(dāng)使晶體管運(yùn)用于非線性丙類(lèi)工作狀態(tài)時(shí)，集電極電流呈脈沖狀。脈沖電流的頻譜中包含豐富的高次諧波。借助于輸出諧振回路諧振于其中的n次諧波，把所需要的n次諧波分離出來(lái)，從而實(shí)現(xiàn)信號(hào)的n次倍頻。第5章LC正弦波振蕩器5.1概述5.2反饋式振蕩器的基本原理5.3LC

正弦波振蕩器5.4振蕩器的頻率穩(wěn)定度5.5石英晶體振蕩器5.6LC

正弦波振蕩器設(shè)計(jì)應(yīng)用舉例

【應(yīng)用背景】

正弦波振蕩器在通信、廣播電視、自動(dòng)控制、電子測(cè)量以及其他電子科學(xué)技術(shù)領(lǐng)域都有廣泛的應(yīng)用。無(wú)線電通信或廣播中，作為發(fā)射機(jī)的高頻振蕩器(如圖5-1所示的陰影框圖)產(chǎn)生高頻載波信號(hào)；作為接收機(jī)的本地振蕩器產(chǎn)生高頻振蕩信號(hào)；在各種定時(shí)系統(tǒng)中，用來(lái)作為時(shí)間基準(zhǔn)信號(hào)；各種電子測(cè)量設(shè)備，如高頻信號(hào)源、Q表等，其核心部分都是正弦波振蕩器。

圖5-1高頻LC正弦波振蕩器應(yīng)用示例

5.1概述

常用的正弦波振蕩器主要由決定頻率的選頻網(wǎng)絡(luò)和維持振蕩的正反饋放大電路兩部分組成。按選頻回路所采用的元件不同，正弦波振蕩器可分為L(zhǎng)C、RC及石英晶體振蕩器等，這類(lèi)振蕩器統(tǒng)稱(chēng)為反饋振蕩器。其中，RC振蕩器已在“低頻電路”課程中講授，故本章主要介紹LC正弦波振蕩器的基本理論、各種LC正弦波振蕩電路以及石英晶體振蕩器、頻率穩(wěn)定度概念及穩(wěn)頻措施。

5.2反饋式振蕩器的基本原理

5.2.1平衡條件所謂平衡條件，是指振蕩已經(jīng)建立，為了維持自激振蕩，電路必須滿足的幅度與相位關(guān)系。圖5-2是反饋式振蕩器的原理框圖。

圖5-2反饋式振蕩器原理方框圖

即振幅起振條件和相位起振條件分別為

式(5-4)說(shuō)明起振時(shí)反饋信號(hào)的幅度應(yīng)當(dāng)大于輸入信號(hào)幅度，同時(shí)電路的連接必須是正反饋形式。

假設(shè)反饋系數(shù)F是常數(shù)，則振蕩器的環(huán)路增益AF的特性如圖5-3所示。由圖可見(jiàn)，一開(kāi)始Ui很小，為了滿足起振條件AF>1，調(diào)諧放大器必須有足夠的增益，因此，靜態(tài)工作點(diǎn)應(yīng)設(shè)置在放大區(qū)。此時(shí)，放大器工作在小信號(hào)狀態(tài)，放大倍數(shù)A恒定不變，即AF恒定不變。

圖5-3振蕩器的環(huán)路增益AF的特性

當(dāng)Ui較大時(shí)，有兩個(gè)原因使得振蕩器由起振過(guò)渡到平衡：一是放大器固有的非線性特性。隨著輸入電壓增大，放大器進(jìn)入非線性區(qū)，放大倍數(shù)A開(kāi)始下降，AF由AF>1下降到AF=1，進(jìn)入到平衡狀態(tài)(如圖5-3所示的平衡點(diǎn)Q)。二是放大器的自給偏置效應(yīng)，將加快這種過(guò)渡。具有自給偏置效應(yīng)的振蕩管偏置電路如圖5-4所示，當(dāng)振蕩電路未起振時(shí)，三極管的基極電流IB0和發(fā)射極電流IE0分別為靜態(tài)工作電流IBQ和IEQ

，則發(fā)射結(jié)電壓UBEQ=EC-IBQRB-IEQRE。當(dāng)振蕩器起振后，振蕩電壓逐漸加大，三極管的基極電流和發(fā)射極電流也逐漸加大，使得發(fā)射結(jié)電壓減小，放大管由導(dǎo)通區(qū)向截止區(qū)移動(dòng)，放大倍數(shù)降低，振蕩器的起振狀態(tài)將比固定偏置時(shí)更快地過(guò)渡到平衡狀態(tài)，如圖5-5所示。

圖5-4自給偏置電路圖

圖5-5-在自給偏置效應(yīng)下AF隨Ui的變化特性

5.2.3穩(wěn)定條件

1.振幅穩(wěn)定條件

要使振幅穩(wěn)定，振蕩器在它的平衡點(diǎn)必須具有自動(dòng)阻止幅度變化的能力。下面分析如圖5-3所示的環(huán)路增益特性中Q平衡點(diǎn)是否穩(wěn)定?若因某種外界原因使Ui

>UiQ，由于振蕩器具有如圖5-3所示的環(huán)路增益特性，因此電路的放大倍數(shù)A會(huì)隨之減小(由于反饋系數(shù)F是常數(shù))，振蕩幅度就會(huì)衰減，驅(qū)使Ui自動(dòng)減小而回到Q點(diǎn)；反之，若因某種原因使Ui

<UiQ，則因放大倍數(shù)A隨之增大而引起增幅振蕩，也迫使Ui

自動(dòng)增大而回到Q點(diǎn)。

因此，該Q點(diǎn)是穩(wěn)定的平衡點(diǎn)?？梢?jiàn)，放大倍數(shù)A應(yīng)具有隨著輸入電壓Ui增大而減小的特性，也即在平衡點(diǎn)處特性曲線應(yīng)為負(fù)斜率，即

式(5-5)就是振蕩器振幅穩(wěn)定條件。需要說(shuō)明的是，在實(shí)際的振蕩電路中，當(dāng)晶體管工作在大信號(hào)狀態(tài)時(shí)，放大倍數(shù)A恰好具有這種隨幅度增強(qiáng)而下降的特性，自然振蕩器也就具有這種自動(dòng)穩(wěn)定振幅的功能。

下面觀察圖5-6，圖中有兩個(gè)平衡點(diǎn)A和B，那么哪一個(gè)是穩(wěn)定的平衡點(diǎn)呢?由圖可見(jiàn)，當(dāng)Ui很小時(shí)，AF<1，電路不能起振，但是如果給一個(gè)大于UiB的擾動(dòng)電壓，例如，在基極用金屬棒敲擊一下，使得AF>1，那么電路開(kāi)始起振，然后過(guò)渡到A點(diǎn)，而該點(diǎn)處的曲線斜率小于零，因此振蕩器能夠在A點(diǎn)處穩(wěn)定地、持續(xù)地工作。因此，A點(diǎn)是穩(wěn)定的平衡點(diǎn)，B點(diǎn)是不穩(wěn)定的平衡點(diǎn)。之所以會(huì)出現(xiàn)這種情況，是因?yàn)檎袷幤鞯撵o態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置在緊靠截止區(qū)的位置，當(dāng)接通電源時(shí)，是不會(huì)自行起振的，必須施以大的外力才可能振蕩，將這種振蕩稱(chēng)為硬激勵(lì)。一個(gè)合格的振蕩器，必須避免硬激勵(lì)狀態(tài)。那么，具有如圖5-3所示的環(huán)路增益AF特性的振蕩稱(chēng)為軟激勵(lì)，即當(dāng)電源接通時(shí)，振蕩器能夠自行起振。

圖5-6硬激勵(lì)狀態(tài)下的環(huán)路增益特性

實(shí)際振蕩電路中有兩種穩(wěn)幅方法：

一種就是前面講的振幅穩(wěn)定條件，這是內(nèi)穩(wěn)幅；

另一種，就是可以在振蕩環(huán)路中插入非線性環(huán)節(jié)來(lái)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)幅，這是外穩(wěn)幅。

2.相位穩(wěn)定條件(頻率穩(wěn)定條件)

相位穩(wěn)定條件實(shí)際上也是頻率穩(wěn)定條件，因?yàn)檎袷幍慕穷l率就是相位的變化率所以當(dāng)振蕩器的相位穩(wěn)定時(shí)，頻率也必然穩(wěn)定。

圖5-7滿足相位穩(wěn)定條件所需的相頻特性

5.2.4反饋式振蕩器的基本組成及其分析方法

任何一種反饋式正弦波自激振蕩器，最少應(yīng)包括以下三個(gè)基本組成部分：

(1)有源器件。

(2)選頻網(wǎng)絡(luò)。

(3)正反饋網(wǎng)絡(luò)。

首先，檢查實(shí)際振蕩電路組成是否合理，包括直流通路、交流通路(相位平衡條件)是否正確。其次，分析起振條件。由于振蕩器開(kāi)始時(shí)Ui很小，放大管工作在特性的線性區(qū)域，因此可以用小信號(hào)微變等效電路來(lái)分析和推導(dǎo)環(huán)路增益AF的表示式，并由此求出振幅起振條件。如果實(shí)際振蕩器電路是合理的，而且又滿足起振條件，那么振蕩器必然能夠進(jìn)入穩(wěn)定的平衡狀態(tài)，產(chǎn)生持續(xù)的等幅振蕩。最后，分析振蕩器的頻率穩(wěn)定度，并提出改進(jìn)的措施。

5.3LC正弦波振蕩器

5.3.1LC正弦波振蕩器的組成原則(相位平衡條件)根據(jù)正反饋網(wǎng)絡(luò)類(lèi)型，LC正弦波振蕩器包括變壓器耦合反饋式振蕩器、電感分壓式振蕩器(又稱(chēng)為電感三點(diǎn)式振蕩器)、電容分壓式振蕩器(又稱(chēng)為電容三點(diǎn)式振蕩器)。首先介紹變壓器耦合反饋式振蕩器電路及其相位平衡條件的判別方法。

1.變壓器耦合反饋式振蕩器

變壓器耦合反饋式振蕩器是一種常用的振蕩電路。例如，在收音機(jī)中就常遇到這類(lèi)電路。它采用變壓器作為反饋網(wǎng)絡(luò)。典型變壓器耦合反饋式振蕩器如圖5-8所示。圖中采用LC并聯(lián)諧振回路作為選頻網(wǎng)絡(luò)，變壓器Tr的次級(jí)線圈作為反饋網(wǎng)絡(luò)。圖5-8變壓器耦合反饋式振蕩器

變壓器耦合反饋式振蕩電路的特點(diǎn)是容易起振，輸出電壓較大，調(diào)節(jié)頻率方便，即調(diào)反饋量時(shí)基本不影響工作頻率。但是由于變壓器分布電容大，頻率穩(wěn)定性差，振蕩頻率不能很高，一般為幾千赫到幾兆赫，常用于中波和短波波段。

2.LC三點(diǎn)式振蕩器

LC三點(diǎn)式振蕩器采用電容分壓或電感分壓電路作為反饋網(wǎng)絡(luò)。首先看圖5-9(a)所示的振蕩器，圖中電抗X1、X2和X3組成選頻網(wǎng)絡(luò)，從選頻網(wǎng)絡(luò)引出三個(gè)引線分別與放大管的三個(gè)電極b、e、c相連接(是指交流連接)，三點(diǎn)式振蕩器由此得名。那么，電抗X1、X2和X3分別選取什么電抗元件才能使電路滿足相位平衡條件呢?當(dāng)振蕩器工作時(shí)，選頻網(wǎng)絡(luò)對(duì)振蕩頻率諧振，則諧振回路的總電抗為零，即

由圖5-9(a)可知，當(dāng)忽略基極電流時(shí)，反饋電壓Uf為輸出電壓Uo通過(guò)電抗X1、X2分壓所得，并結(jié)合式(5-7)，得到

圖5-9三點(diǎn)式振蕩器

綜上分析，得到LC三點(diǎn)式振蕩電路相位平衡條件為：晶體管的c、e極之間和b、e極之間元件的電抗性質(zhì)是相同的，而它們與c、b極之間元件的電抗性質(zhì)總是相反的，簡(jiǎn)稱(chēng)“射同基反”。因此，LC三點(diǎn)式振蕩電路有兩種，分別如圖5-9(b)、(c)所示，其中，圖5-9(b)為電容三點(diǎn)式振蕩器，圖5-9(c)為電感三點(diǎn)式振蕩器。

運(yùn)用“射同基反”的原則，很容易判斷LC三點(diǎn)式振蕩電路的組成是否合理，也有助于在分析復(fù)雜電路時(shí)，找出哪些元件是振蕩回路元件，還可以利用它去分析寄生振蕩現(xiàn)象，以便想法消除。

例5-1利用相位平衡條件判斷如圖5-10所示的電路是否可能振蕩?有條件的需說(shuō)明條件，并指出振蕩器名稱(chēng)。圖5-10例5-1圖

5.3.2LC三點(diǎn)式振蕩器電路分析

1.電容三點(diǎn)式振蕩器

電容三點(diǎn)式振蕩器又稱(chēng)為考畢茲振蕩器(ColpittsOscillator)，其典型電路如圖5-11所示。圖中，CB為基極旁路電容，CC為隔直流電容，均對(duì)振蕩頻率呈現(xiàn)短路狀態(tài)。

圖5-11電容三點(diǎn)式振蕩器電路

1)直流、交流等效電路的分析

直流等效電路如圖5-12(a)所示。圖中，RB1、RB2、RE組成分壓式偏置電路，保證振蕩器靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置在放大區(qū)。

交流等效電路如圖5-12(b)所示。圖中可見(jiàn)三極管是共基極組態(tài)，C1、C2、L組成選頻網(wǎng)絡(luò)。電路從電容C1、C2串聯(lián)支路引出三個(gè)端點(diǎn)分別與晶體管的三個(gè)電極e、b、c交流

連接，反饋信號(hào)從電容C2兩端取出。由交流通路可見(jiàn)振蕩器滿足“射同基反”的原則，屬于電容三點(diǎn)式振蕩器。

圖5-12交直流等效電路

2)振蕩頻率和反饋系數(shù)分析計(jì)算

電路的實(shí)際振蕩頻率不僅與選頻網(wǎng)絡(luò)參數(shù)有關(guān)，而且與三極管分布電容和負(fù)載有關(guān)。實(shí)際中常采用工程近似計(jì)算，近似認(rèn)為振蕩頻率等于選頻網(wǎng)絡(luò)的固有諧振頻率，即

由于C1和C2是串聯(lián)的，則總電容為

可見(jiàn)，調(diào)節(jié)電容C1或C2或電感L的大小，可以改變振蕩頻率fo的大小。

由圖5-12(b)可見(jiàn)，輸出信號(hào)Uo從集電極到“地”之間取出，反饋信號(hào)Uf從電容C2兩端取出。如果忽略三極管分布電容和輸入電阻，可近似認(rèn)為Uf是Uo通過(guò)電容C1和C2串聯(lián)分壓得到的，因此由反饋系數(shù)F定義可知

可見(jiàn)，調(diào)節(jié)電容C1或C2，可以改變反饋系數(shù)大小。

3)振幅起振條件分析

振幅起振條件是AF>1，由于反饋系數(shù)F已經(jīng)求出，下面要分析放大倍數(shù)A，然后再看它們的乘積是否大于1，從而得出電路起振的具體條件。

圖5-13電容三點(diǎn)式振蕩器微變等效電路及其簡(jiǎn)化

下面分析影響起振條件的因素。若忽略線圈損耗RP，將式(5-12)代入式(5-14)并整理，得到起振條件的另一種表現(xiàn)形式，即

由式(5-15)可得到影響起振條件的因素為：

(1)晶體管的跨導(dǎo)gm越大越容易起振，即靜態(tài)工作電流IEQ越大，越容易起振，但是如果IEQ過(guò)大，re就過(guò)小，R'i過(guò)小，R'L過(guò)小，放大倍數(shù)下降，反而不容易起振。因此，靜態(tài)工作電流IEQ取值要適中，一般在小功率振蕩器中取IEQ=(1~5)mA。

2.電感三點(diǎn)式振蕩器

電感三點(diǎn)式振蕩器又稱(chēng)為哈特萊振蕩器(HartleyOscillator)，其典型電路如圖5-14(a)所示。圖中CB、CC1、CC2為隔直流電容，CE為射極旁路電容，LC為高頻扼流圈。RB1、RB2、RE組成分壓式偏置電路，保證振蕩器靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置在放大區(qū)。

電感三點(diǎn)式振蕩器的交流等效電路如圖5-14(b)所示。圖中可見(jiàn)三極管為共射極組態(tài)，L1、L2、C組成選頻網(wǎng)絡(luò)。它從電感L1、L2串聯(lián)支路引出三個(gè)端點(diǎn)分別與晶體管的三個(gè)電極e、b、c交流連接。反饋信號(hào)從電感L2兩端取出。由交流通路可見(jiàn)電感三點(diǎn)式振蕩器滿足“射同基反”的原則。圖5-14電感三點(diǎn)式振蕩器

若忽略三極管分布電容、負(fù)載和互感，振蕩頻率近似等于選頻網(wǎng)絡(luò)的固有諧振頻率，即

可見(jiàn)，改變選頻網(wǎng)絡(luò)的電感或電容，可以改變振蕩頻率f0的大小。

由圖5-14(b)可見(jiàn)，輸出信號(hào)Uo從集電極到“地”之間取出，即從電感L1兩端取出，反饋信號(hào)Uf從電感L2兩端取出。如果忽略三極管分布電容和輸入電阻，則反饋系數(shù)F可以表示為

可見(jiàn)，調(diào)節(jié)電感L1或L2，可以改變反饋系數(shù)大小。

3.電感三點(diǎn)式振蕩器與電容三點(diǎn)式振蕩器的比較

電感三點(diǎn)式振蕩器的特點(diǎn)是：①當(dāng)改變電感大小來(lái)調(diào)節(jié)反饋量時(shí)，并不影響振蕩頻率，故便于做成頻率可調(diào)節(jié)的波段振蕩器。

②振蕩波形不好，原因是反饋電壓取自電感L2兩端，L2對(duì)高次諧波呈現(xiàn)高阻抗，故高次諧波反饋強(qiáng)，使振蕩波形中含諧波成分多，波形失真大。

③工作頻率不高。由于在高頻工作時(shí)，分布電容和晶體管結(jié)電容與線圈L1和L2并聯(lián)，影響反饋系數(shù)，頻率越高，分布參數(shù)影響越大，以至于分布電容和晶體管結(jié)電容起主要作用，反饋的性質(zhì)會(huì)發(fā)生變化，使得在高頻端出現(xiàn)停振。所以振蕩器的工作頻率不高，一般在幾十兆赫以下。

電容三點(diǎn)式振蕩器的特點(diǎn)是：①輸出波形好。因?yàn)榉答伻∽噪娙軨2兩端，對(duì)高次諧振阻抗小，因此高次諧波的反饋弱，反饋電壓中諧波分量小，輸出波形中諧波分量也很小，正弦波質(zhì)量好。②頻率穩(wěn)定度較高。由于不穩(wěn)定電容(管子結(jié)電容、分布電容等)與回路電容并聯(lián)，適當(dāng)加大回路電容就可削弱不穩(wěn)定電容的影響，從而提高了頻率穩(wěn)定度。③工作頻率較高。高頻時(shí)，可用器件的輸入、輸出電容作回路電容，故頻率可高達(dá)上千兆赫。④缺點(diǎn)是調(diào)節(jié)頻率不方便，因?yàn)橛每勺冸娙菡{(diào)節(jié)時(shí)，會(huì)同時(shí)改變反饋系數(shù)，會(huì)影響起振條件。所以電容三點(diǎn)式振蕩器多用于頻率固定的、頻率較高的振蕩器中。

5.3.3改進(jìn)型電容三點(diǎn)式振蕩器

1.一般電容三點(diǎn)式振蕩器存在的問(wèn)題

一般電容三點(diǎn)式振蕩器因具有波形質(zhì)量好、工作頻率高、頻率穩(wěn)定度較高等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛應(yīng)用，但是其頻率調(diào)節(jié)不方便，而且振蕩頻率穩(wěn)定度還不夠高，尤其受晶體管極間電容影響較大。

如圖5-15-所示，Cie和Coe分別為晶體管輸入、輸出電容，是不穩(wěn)定的極間電容，由電路可以求出Coe對(duì)回路的接入系數(shù)，即

Cie對(duì)回路的接入系數(shù)，即

圖5-15-晶體管極間電容對(duì)振蕩器的影響

2.克拉潑(Clapp)振蕩器

圖5-16(a)是克拉潑振蕩器交流等效電路，它與一般電容三點(diǎn)式振蕩器的主要不同點(diǎn)是在回路的電感支路中串入了一個(gè)小電容C3，且滿足C3?C1且C3?C2。顯然，由C1、C2、C3串聯(lián)的回路總電容近似為CΣ≈C3。

圖5-16克拉潑振蕩器

1)提高頻率穩(wěn)定度的原因

在圖5-16(b)的交流等效電路中給出了晶體管的輸入電容Cie和輸出電容Coe，由電路可以求出Coe對(duì)回路的接入系數(shù)

Cie對(duì)回路的接入系數(shù)由于C3?C1且C3?C2，接入系數(shù)Pce和Pbe遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于1，因此克拉潑電路通過(guò)減弱晶體管與諧振回路的耦合程度，提高振蕩器的頻率穩(wěn)定度，并且C3越小，頻率穩(wěn)定度越高。

2)振蕩頻率與反饋系數(shù)的計(jì)算

若忽略晶體管電容效應(yīng)，振蕩頻率近似等于選頻網(wǎng)絡(luò)的固有諧振頻率，即

由圖5-16(a)可知反饋系數(shù)F為

可見(jiàn)，調(diào)節(jié)電容C3可以改變振蕩頻率且不影響反饋系數(shù)的大小。因此，克拉潑電路克服了一般電容三點(diǎn)式振蕩器調(diào)節(jié)頻率影響反饋的缺點(diǎn)。

3)克拉潑振蕩器存在的問(wèn)題

根據(jù)前面分析可知，從提高頻率穩(wěn)定度角度考慮，C3越小，越有利于頻率穩(wěn)定度提高，但卻不利于起振。為了分析這個(gè)問(wèn)題，假設(shè)振蕩器的負(fù)載為RL、電感線圈損耗為RP，如圖5-17所示。那么折合到集電極回路的等效負(fù)載為圖5-17考慮負(fù)載的克拉潑電路

3.西勒(Seiler)振蕩器

圖5-18是西勒振蕩器的交流等效電路。由圖可見(jiàn)，西勒電路是在回路電感L支路中，除了串聯(lián)小電容C3外，還在回路電感L兩端并聯(lián)了一個(gè)可變電容C4，其中，C3的容量依然滿足C3?C1且C3?C2。顯然，電路中回路的總電容近似為CΣ≈C3+C4。

圖5-18西勒振蕩器的交流等效電路

由圖5-18可知西勒振蕩器的振蕩頻率近似為

可見(jiàn)，當(dāng)調(diào)節(jié)可變電容C4改變頻率時(shí)，不會(huì)改變接入系數(shù)Pce，因此，這種電路除了與克拉潑電路一樣具有較高的頻率穩(wěn)定度之外，還具有波段范圍內(nèi)輸出幅度平穩(wěn)、波段覆蓋面較寬的優(yōu)點(diǎn)。

5.4振蕩器的頻率穩(wěn)定度

5.4.1頻率穩(wěn)定度的定義頻率穩(wěn)定度是振蕩器的一個(gè)重要指標(biāo)。衡量振蕩器的頻率穩(wěn)定度有兩種表示方法：絕對(duì)頻率穩(wěn)定度和相對(duì)頻率穩(wěn)定度。

1.絕對(duì)頻率穩(wěn)定度

絕對(duì)頻率穩(wěn)定度是在規(guī)定的時(shí)間間隔內(nèi)頻率準(zhǔn)確度變化的最大值，又稱(chēng)為最大頻率偏差，用Δfmax表示。例如，一個(gè)振蕩器的標(biāo)稱(chēng)頻率為1MHz，一天內(nèi)頻率最低變?yōu)?/p>

0.99999MHz，則Δfmax=(1-0.99999)×106=10Hz。

2.相對(duì)頻率穩(wěn)定度

相對(duì)頻率穩(wěn)定度是指最大頻率穩(wěn)定度Δfmax與標(biāo)稱(chēng)頻率f0的比值，表示振蕩器在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)振蕩頻率相對(duì)變化量的大小。用δ表示，即

為此，可求出上述例子中的振蕩器相對(duì)頻率穩(wěn)定度δ=1×10-5。

在實(shí)際電路中，一般提到頻率穩(wěn)定度，若不加說(shuō)明，都是指相對(duì)頻率穩(wěn)定度。按規(guī)定的時(shí)間長(zhǎng)短的不同，頻率穩(wěn)定度可分為長(zhǎng)期、短期和瞬間穩(wěn)定度三種。長(zhǎng)期頻率穩(wěn)定度是指一天以上乃至幾個(gè)月內(nèi)，因元件老化而引起的相對(duì)頻率變化量；短期頻率穩(wěn)定度是指一天之內(nèi)，因溫度、電源電壓等外界因素變化而引起的相對(duì)頻率變化量；瞬間頻率穩(wěn)定度是指秒或毫秒數(shù)量級(jí)之內(nèi)隨機(jī)的頻率變化，即頻率的瞬間無(wú)規(guī)則變化，它是由干擾或起伏噪聲引起的。通常所講的頻率穩(wěn)定度大多是指短期穩(wěn)定度。

對(duì)頻率穩(wěn)定度的要求視振蕩器的用途而不同。各類(lèi)振蕩器頻率穩(wěn)定度的大致數(shù)量級(jí)為：一般收音機(jī)的本振頻率穩(wěn)定度為10-2~10-3，電視機(jī)的本振頻率穩(wěn)定度為10-3~10-4，中波電臺(tái)載波振蕩的頻率穩(wěn)定度為10-5，短波電臺(tái)載波振蕩的頻率穩(wěn)定度為10-6，電視發(fā)射臺(tái)載波振蕩的頻率穩(wěn)定度為10-7，普通信號(hào)發(fā)生器的頻率穩(wěn)定度為10-4~10-5，高精度信號(hào)發(fā)生器的頻率穩(wěn)定度為10-7~10-9。

5.4.2頻率不穩(wěn)定的原因及穩(wěn)頻措施

1.振蕩頻率不穩(wěn)定的原因

振蕩器的頻率主要決定于諧振回路的參數(shù)，也與晶體管的參數(shù)有關(guān)。由于這些參數(shù)不可能固定不變，所以振蕩頻率不會(huì)絕對(duì)穩(wěn)定。其影響因素主要有以下幾個(gè)方面：

(1)LC回路參數(shù)的不穩(wěn)定。

(2)晶體管參數(shù)的不穩(wěn)定。

2.提高頻率穩(wěn)定度的措施

(1)減小外界因素的變化。外界因素除了溫度、濕度、大氣壓力、電源電壓和機(jī)械振動(dòng)外，還有周?chē)姶艌?chǎng)和負(fù)載變化等。它們都會(huì)直接引起晶體管和回路元件的參數(shù)變化，其中溫度的變化則是諸因素中最主要的。

(2)提高選頻網(wǎng)絡(luò)的標(biāo)準(zhǔn)性。具體措施包括：

①提高回路元件參數(shù)的穩(wěn)定性：采用低溫度系數(shù)、高穩(wěn)定度的元件，如優(yōu)質(zhì)云母電容、空氣電容器、在高頻陶瓷骨架上制成高穩(wěn)定電感元件等；

②采用溫度補(bǔ)償法：選用合適的負(fù)溫度系數(shù)陶瓷電容器來(lái)補(bǔ)償電感的正溫度系數(shù)變化；

③減弱選頻回路與晶體管的耦合，如采用克拉潑、西勒電路；

④提高回路的Q值，如采用多股繞制和鍍銀線圈等；

⑤縮短元器件引線，采用機(jī)械強(qiáng)度高的引線并安裝牢靠以減小分布參數(shù)的變化。

(3)電路系統(tǒng)方面的穩(wěn)頻措施。采用自動(dòng)頻率控制(AFC)電路以及振蕩與倍頻組合電路。前者在后面的章節(jié)中還會(huì)討論，后者使振蕩器振蕩于較低的工作頻率，以保證頻率穩(wěn)定度，然后用倍頻器將頻率提高到規(guī)定值。

5.5

石英晶體振蕩器

5.5.1石英晶體振蕩器的電抗特性1.晶體的物理特征石英諧振器是利用二氧化硅的正反壓電效應(yīng)制成的一種諧振器件，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖5-19所示，即在一塊石英晶體(正方形、圓形或長(zhǎng)方形，簡(jiǎn)稱(chēng)晶體)的兩面涂上銀層作為電極，電極上焊出兩根引線固定在管腳上。

圖5-19石英諧振器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

石英晶體具有以下物理特征：

(1)具有正反壓電效應(yīng)。

(2)具有多諧性。

(3)具有穩(wěn)定的物理和化學(xué)特性