PSR電源設計資料

/目前比較流行的低成本、超小占用空間方案設計基本都是采用PSR原邊反饋反激式，通過原邊反饋穩(wěn)壓省掉電壓反饋環(huán)路（TL431和光耦）和較低的EMC輻射省掉Y電容，不僅省成本而且省空間，得到很多電源工程師采用。比較是新技術，目前針對PSR原邊反饋開關電源方案設計的相關訊息在行業(yè)中欠缺。下面結(jié)合實際來講講我對PSR原邊反饋開關電源設計的“獨特”方法——以實際為基礎。要求條件：全電壓輸入，輸出5V/1A，符合能源之星2之標準，符合IEC60950和EN55022安規(guī)與EMC標準。因充電器為了方便攜帶，一般都要求小體積，所以針對5W的開關電源充電器一般都采用體積較小的EFD-15和EPC13的變壓器，此類變壓器按常規(guī)計算方式可能會認為CORE太小，做不到，如果現(xiàn)在還有人這樣認為，那你就OUT了。磁芯以確定，下面就分別講講采用EFD15和EPC13的變壓器設計5V/1A5W的電源變壓器。1.EFD15變壓器設計目前針對小變壓器磁芯，特別是小公司基本都無從得知CORE的B/H曲線，因PSR線路對變壓器漏感有所要求。所以從對變壓器作最小漏感設計入手：已知輸出電流為1A，5W功率較小，所以銅線的電流密度選8A/mm2,次級銅線直徑為:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm,πQUOTEr2=I/Jr2=I/(Jπ)—r=sqrt(1/(8*3.14))=0.1995通過測量或查詢BOBBIN資料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅寬為9.2mm。因次級采用三重絕緣線，0.4mm的三重絕緣線實際直徑為0.6mm.為了減小漏感把次級線圈設計為1整層，次級雜數(shù)為：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC內(nèi)部一般內(nèi)置VDS耐壓600~650V的MOS，考慮到漏感尖峰，需留50~100V的應力電壓余量，所以反射電壓需控制在100V以內(nèi)，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/（5+1）,n<16.6,取n=16.5,得初級匝數(shù)NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式驗證，（Vout+VF）*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。確定NP=248Ts.假設:初級248Ts在BOBBIN上采用分3層來繞，因多層繞線考慮到出線間隙和次層以上不均勻，需至少留1Ts余量（間隙）。得：初級銅線可用外徑為：9.2/(248/3+1)=0.109mm，對應的實際銅線直徑為0.089mm，太?。ㄐ∮?.1mm不易繞制），不可取。假設:初級248Ts在BOBBIN上采用分4層來繞，初級銅線可用外徑為：9.2/(248/4+1)=0.146mm，對應的銅線直徑為0.126mm，實際可用銅線直徑取0.12mm。IC的VCC電壓下限一般為10~12V，考慮到至少留3V余量，取VCC電壓為15V左右，得：NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15/(5+1)*15=37.5Ts,取38Ts.因PSR采用NV線圈穩(wěn)壓，所以NV的漏感也需控制，仍然按整層設計，得：NV線徑=9.2/(38+1)=0.235mm,對應的銅線直徑為0.215mm，實際可用銅線直徑取0.2mm。也可采用0.1mm雙線并饒。先上圖：此線路是采用目前兼容很多國內(nèi)品牌IC的回路，如：OB2535、CR6235……PSR線路設計需特別注意以下幾處：1.RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R62.Vcc供電和電壓檢測回路,即：D3,R3,R4,R10,C23.輸出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1下面分別說明以上幾點需注意的地方1.RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6大家可以看出，此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一個R6電阻，或許有人會忽略他的作用，但實際它對產(chǎn)品的穩(wěn)定性起著很大的作用?？聪聢DVDS的波形：當開關管截止后因漏感引起的振玲會隨漏感的增大而使電壓跌得更低，更低的電壓回復需要更長的時間，VDS的波形此時和VCC的波形是同步的，PSR檢測電壓是通過IC內(nèi)部延時4~6uS避開這個振玲來檢測后面相對平滑的電壓，電壓恢復時間過長導致IC檢測開始時檢測到的是振玲處的電壓，最總導致的結(jié)果是輸出電壓不穩(wěn)定，甚至蕩機。當然也有因變壓器漏感比較小，無此電阻也可以正常工作，但一致性較難控制。此電阻的取值與RCD回路和EMC噪音有關，一般建議取值為150~510R,推薦使用220~330R，D2建議使用恢復時間較慢的1N4007具體可根據(jù)漏感結(jié)合RCD來調(diào)試。2.Vcc供電和電壓檢測回路,即：D3,R3,R4,R10,C2R4與R10的取值是根據(jù)IC的VFB來計算的。但阻值取值對一般USB直接輸出的產(chǎn)品來說，以IFB=0.5mA左右來計算。若為帶線式產(chǎn)品，因考慮到線損帶來的負載調(diào)整率差，可保持VFB電壓不變，同時增大R4和R10的阻值，減小IFB的電流，具體IFB的電流取值需根據(jù)輸出線材的壓降來調(diào)試，如設計為5V/1A的產(chǎn)品，假設輸出空載為5.10V，調(diào)試的最佳狀態(tài)是負載0.5A時，輸出電壓達到最低值，如4.90V，再增加負載，電壓會因IC內(nèi)部補償功能喚醒使輸出電壓回升，當負載達到1.0A時，輸出電壓回升到5.10V左右。之前有做過一款輸出5V/1A線長3.5米的產(chǎn)品，設計時IFB=0.15mA，輸出空載在5.15V左右，負載0.5A時輸出為4.85V左右，負載1A時輸出為5.14V左右。聽很多PSRIC的FAE說過，PIN1腳的C5也有此功能，但實際應用效果不明顯。D3應該大家都知道要用恢復時間較快的FR107。R3和C2需取相對較小的值，R3在VCC供電回路鐘有一定的抗沖擊和干擾的作用，但相對PWM線路來講，其取值需相對較小，不大于10R，一般取2.2~4.7R。C2取值不大于10UF，一般取4.7UF。因為電源開啟和負載切換時，VFB的電壓會因C2的容量增大和R3的限流作用導致拉低，從而使輸出產(chǎn)生電壓尖峰。若更嚴重得導致PSR延時檢測開啟而VFB電壓仍未建立，輸出的電壓尖峰會更高。3.輸出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1R11和LED1是輸出的假負載，為避免IC在空載進入間歇模式導致輸出電壓不穩(wěn)定而設置的。D5的作用是防止回授失效而設置的過壓保護，一般取值為6.2V。C3,C7不僅是輸出濾波，而且需有足夠的容量來防止PSRIC在延時檢測未開啟前輸出電壓不受控而過沖。若容量不夠，會導致輸出電壓過沖而被D5鉗位，被D5鉗位到6.2V后會導致反饋線圈的電壓也上升，從而出現(xiàn)輸出電壓持續(xù)在6.2V左右，且有功率損耗，D5會嚴重發(fā)熱，但不會馬上損壞。曾經(jīng)有人把這個D5去掉了，測試發(fā)現(xiàn)電容容量小導致的過沖現(xiàn)象有，但過沖后的電壓因為沒有D5鉗位而正常了，結(jié)果因此我接到了一個200K的訂單。為什么呢？因為客戶反映說用它對IPOD充電時，充了一會，IPOD沒充進電，而IPOD的輸入接口發(fā)燙嚴重，甚至變形。分析原因為，產(chǎn)品上的D5取掉了，到IPOD內(nèi)部在輸入接口電源上有一個穩(wěn)壓管并聯(lián)作保護，就出現(xiàn)了上面的電壓被鉗位的問題……C3,C7的取值不僅與其ESR值有關，也與變壓器漏感和PSRIC延時檢測的時間有關。目前有PSRIC廠商因其客戶反映變壓器要求過于嚴格或負載調(diào)整率差等問題講IC內(nèi)部延時檢測時間加長到9uS,甚至15uS.大家可以想象，通電15uS不檢測，輸出電壓會升到多高?一般都會沖到10多V，甚至20V……這個過沖的電壓的電流因為有Vsense的限制，不會很大，可以等效為一個尖峰來處理，最直接有效的方法是加大輸出濾波電壓容量和減小ESR值來吸收它。使用一般的LOWESR電容，建議使用2顆470UF的并聯(lián)。上圖：先談談PCBLAYOUT注意點：大家都知道，EMC對地線走線畢竟有講究，針對PSR的初級地線，可以分為4個地線，如圖中所標示的三角地符號。這4個地線需采用“一點接地”的布局。1.C8的地線為電源輸入地。2.R5的地為功率地。3.C2的地為小信號地。4.變壓器PIN3的地為屏蔽地。這4個地的交接點為C8的負端，即：輸入電壓經(jīng)整流橋后過C1到C8地，R5和變壓器PIN3的地分別采用單獨連線直接引致C8負端相連，連線盡量短；R5地線因考慮到壓降和干擾應盡量寬些。C5,R10,U1PIN7和PIN8地線匯集致C2負端再連接于C8負端。若為雙面板，以上4條地線盡量不要采用過孔連接，不得以可以采用多個過孔陣列以減小過孔壓降。以上地線布局恰當，產(chǎn)品的共模干擾會很小。因PSR線路負載時工作在PFM狀態(tài)下的DCM模式，DI/DT的增大和頻率的提升，所以較難處理的是傳導150K~5M差模干擾。就依圖從左到右針對有影響EMC的元件進行逐個分析。1.保險絲將保險絲換用保險電阻理論上來講對產(chǎn)品效率是有負面影響的，但實際表現(xiàn)并不明顯，所以保險絲可以采用10/1W的保險電阻來降低150K附近的差模干擾，對通過5級能耗并無太大影響，且成本也有所降低。2.C1,L2,C8PSR工作在DCM模式，相對而言其輸入峰值電流會大很多，所以輸入濾波很重要。峰值電流的增大會導致低壓輸入時母線電壓較低，且C8的溫升也會增加；為了提高母線電壓和降低C8的溫升，需提高C1的容量和使用LOWESR的C1和C8。因為提高C1的容量后，C1和C8的工作電壓會上升，在輸出功率不變的情況下，輸入的峰值電流就會降低。因L2的作用，實際表現(xiàn)為增加C1的容量比增加C8的容量抑制EMC會更有效。一般取C1為6.8uF，C8為4.7uF效果較好，若受空間限制，采用8.2u與3.3u也比采用2個2.7u的EMC抑制效果好。L2一般從成本考慮采用色環(huán)電感，因色環(huán)電感的功率有限，電感量太大會嚴重影響效率，一般取330u~2mH,2mH是效率影響開始變得明顯，330u對差模干擾的作用不夠分量，為了使效率影響最低且對差模干擾抑制較佳，建議采用1mH。因為“一點接地”的布局匯集點在C8的負端，在C8負端輸入電流的方向是經(jīng)過C1和BD1流回輸入端，根據(jù)傳導測試的原理，這樣產(chǎn)生消極影響，所以需在C1與C8的地線上作處理，有空間的可以再中間增加磁珠跳線，空間受限可以采用PCBlayout曲線來實現(xiàn)，雖然效果會弱些，但相比直線連接會改善不少。3.R6,D2,R2,C4RCD吸收對EMC的影響大家都應該已經(jīng)了解，這里主要說下R6與D2對EMC的影響。R6的加入和D2采用恢復時間較慢的1N4007對空間輻射有一定的負作用，但對傳導有益。所以在整改EMC時此處的修改對空間輻射與傳導的取舍還得引起注意。4.R5R5既為電流檢測點也是限功率設置點。所以R5的取值會影響峰值電流也會影響OPP保護點。建議在OPP滿足的情況下盡量取大些。一般不低于2R，建議取2.2R。電源網(wǎng)訊近兩年由于PSR線路簡單，成本低，所以在充電器，LED驅(qū)動應用方面相當流行，模擬方式（部分廠家是帶數(shù)字控制的，如IWATT，本貼只針對較流行的DCM模式的模擬方式的）實現(xiàn)的PSR工作原理是大同小異的，只是有些參數(shù)定義不一定！但有些廠家只是給出計算公式，但對恒流方面，沒有真正詳細的講解！在此我會和廣大網(wǎng)友分享我對此的理解。

先談談CV操作模式，現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓，由于漏感的原因，在MOS關斷后，也就是次級二極管導通瞬間，會產(chǎn)生一個尖峰，影響電壓采樣，為了避開個這個尖峰，大部分廠家都是采用延時采樣，也就是在MOS管關斷一段時間后再來采樣線圈電壓。從而避開漏感尖峰。PI是在高壓開關關斷2.5μｓ采樣。這種采樣方式其實在以前很多芯片上的過壓保護上也都有應用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有這樣的應用，所以可以得到較高精度的過壓保護。還有些廠家是在下拉電阻取樣上并一個小容量的電容來實現(xiàn)。同時建義大家吸收電路使用恢復時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收。可以減小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級圈數(shù)固定，輔助繞組固定，取樣精度高。比較器內(nèi)部精度也高，自然可以得到較高的輸出電壓精度。

先寫個變壓器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks（變壓器次級只有一個繞組Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分別是初級圈數(shù)，初級峰值電流，次級圈數(shù)，次級峰值電流.

當工作在DCM模式時，輸出電流是次級電流（如圖的三角形）在一個工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2,其中T為工作周期。Np*Ipk=Ns*Ipks所以Ipks=Np*Ipk/Ns,將Ipks=Np*Ipk/Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2，得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk/Ns）/2?？梢钥闯鯪p,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級MOS取樣電阻上的峰值電壓，同時為了避免寄生電容在導通時產(chǎn)生的電流尖峰，會加入一段消隱時間。Td/T是由IC內(nèi)部固定的。OB的是0.5（他是給出TD同頻率的關系），BYD的1508是直接給來的0.42。仙童的沒有直接給出1317沒直接給出這個值，而是給出了一個計算初級電流的公式。也是間接告訴了Td/T。CC時，在不同輸出電壓情況下，工作在PFM模式以保證固定的Td/T而實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電流。這就是實現(xiàn)恒流的基本原理，輸出電壓變化時能保證電流不變。只要保證IC

Td/T的精度，以與初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸出電流精度。這兩部分基本上取決于IC。取樣電阻保證１％是沒有問題的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk/Ns）/2?？梢钥闯鯪p,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。CC時，負載電壓變化會引起頻率的變化，電壓高時頻率高，低時頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流。后面會分析一下，關于PSR如何補償電感量變化，以與合理的電感量選擇。電容端變化是有個過程的。在CC模式時，當負載變小的，輸出電壓下降，Td和T會同時增大，但比例不變。因為Ipk*ton是不變的。因為Vin和L是不變的。根據(jù)伏秒變衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的，N為常數(shù)，所以輸出負載的變化會引起輸出電壓的變化，輸出電壓的變化會引起Td的變化，而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR對電感量補償?shù)脑怼？催^PILN60X實驗視頻的朋友可以看到他們的PSR對電感量有補償。當電感量低出設計正常值時，達到同樣的峰值電流需要的時間就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式時等于峰值電流，而峰值電流是固定的。V就是Vin,為常數(shù)。所以L低會造成Δt下降，也就是Ton下降。根據(jù)伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns為常數(shù)，Ton的下降同樣也造成Td下降。由于Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有最高頻率的限制。所以設計時要注意在最重負載時，頻率不能工作在最高頻率，這樣電感量的變化將得不到補償。應適當?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率。電感量高出正常值時，結(jié)果當然是相反的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk/Ns）/2。只要Ipk,Td/T不變，輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，輸出功率不變，L的變化引起的是頻率f的變化。但一定要注意最高工作頻率限制。電源參數(shù)（7*1WLED驅(qū)動）：輸入AC90-264V

輸出：25.8V0.3A從IC資料上可以看出Td/T=0.5CS腳限制電壓Vth_oc為0.91VFB基準為2V，占空比D取0.45Vin取90V整流管VF取0.9最高開關頻率取50KHZ變壓器用EE16，AE=19.3mm^2VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串數(shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗，取芯片最大值減去2v）1、計算次級峰值電流Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2、計算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3、計算匝比NVor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034、計算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損）初級電流損耗取輸出電流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245、計算初級電感量Vin/L=ΔI/ΔtDCM模式時ΔI等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6、計算初級圈數(shù)Np,Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS

取47TS時反算47*3.03=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7、電壓取樣電阻當供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準為2V，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K8、電流檢測電阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15用2.7并11歐電阻9、二極管反壓=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V取耐壓200V的SF1410、MOS耐壓與漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用2N60。（【一款小功率PSR電源設計過程】返回前頁

輸入AC90-264V

輸出：25.8V0.3A

方案采用芯聯(lián)半導體的CL1100(見附件）CL1100_CN

從IC資料上可以看出Td/T=0.5CS腳限制電壓Vth_oc為0.91VFB基準為2V

占空比D取0.45Vin取90V整流管VF取0.9最高開關頻率取50KHZ變壓器用EE16，AE=19.3mm^2VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串數(shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗，取芯片最大值減去2v）

1，計算次級峰值電流Ipks：

Io=(Td/T)*Ipsk/2

Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

2，計算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡

Vin*Ton=Vor*Td

Vin*Ton/T=Vor*Td/T

Vin*D=Vor*Td/T

90*0.45=Vor*0.5

Vor=81V

3,計算匝比N，

Vor=(Vo+Vf)*N

N=81/(25.8+0.9)=3.03

4,計算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損）初級電流損耗取輸出電流的7%

Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424

5,計算初級電感量

Vin/L=ΔI/ΔtDCM模式時ΔI等于Ipk

vin/L=Ipk/(D/f)

L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH

6,計算初級圈數(shù)Np,Ns(B取0.3mT)

NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS

NS=NP/N=140/3=46.6TS

取47TS時反算47*3.03=142TS

NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS

7，電壓取樣電阻

當供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準為2V，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K

8，電流檢測電阻Rcs

Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15用2.7并11歐電阻

9，二極管反壓

=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V取耐壓200V的SF14

10，MOS耐壓與漏感尖峰取Vlk75V

=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用2N60.那要看你芯片的FB腳了，一般Vout=Vref*（1+Ra/Rb)Ns/Na,如果只是電壓采樣，正常來比例對就可以，當然現(xiàn)在很多IC，F(xiàn)B還有線損補償功能，那阻值就得固定了。怎么根據(jù)線損補償確定阻值呢？我哪個補償系數(shù)是△Vcs=-1.1*1000000*Va／Ｒａ。閾值是１Ｖ輔助電壓是１２Ｖ一般芯片都有說明的，不同的芯片線損補償方式不同，有的通過固有的comp腳加一電容進行補償，有的就通過內(nèi)置電流流經(jīng)電阻分壓器在FB腳產(chǎn)生線補，這時芯片有個最大線損補償電流Icomp,再根據(jù)你的用的線，確定線損壓降△V（一般充電器0.25-0.3V），△V/Vout=0.5*Icomp*(Ra//Rb)*10－6

（某芯片說明），就可以確定Ra和Rb了。從你的規(guī)格書可以看出，線補償△Vcs=-1.1*10-6*Vaux/Rfbh

，Vaux是反饋繞組電壓（變壓器匝比確定），看你需要補多少電壓了，直接帶進去算分壓上電阻Rfbh就出來了，再根據(jù)你的閾值電壓1V，下電阻也就出來了。線電壓補償就是，你的輸出電壓為了能達到空載與帶載電壓接近，調(diào)整率的問題，這主要看你電源帶多少號線（還有線長）以與你的輸出電流多大，那么線損就知道了，而空載是沒有線損的，假如你是5V1A的，線用24#180CM，電壓精度要求+/-5%,空載5V，那么他的線損大概在0.25V~0.3V之間，如果帶滿載，電壓就會低于4.75V以下，這時你有線電壓補償功能，補償與線損相等的電壓，那么你的帶載電壓就和空載電壓接近了，從而保證+/-5%的精度。接著上面的實例。

電源參數(shù)（7*1WLED驅(qū)動）：輸入AC90-264V輸出：25.8V0.3A

方案采用芯聯(lián)半導體的CL1100

從IC資料上可以看出Td/T=0.5CS腳限制電壓Vth_oc為0.91VFB基準為2V

占空比D取0.45Vin取90V整流管VF取0.9最高開關頻率取50KHZ變壓器用EE16，AE=19.3mm^2VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串數(shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗，取芯片最大值減去2v）

1，計算次級峰值電流Ipks：

Io=(Td/T)*Ipks/2

Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

2，計算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡

Vin*Ton=Vor*Td

Vin*Ton/T=Vor*Td/T

Vin*D=Vor*Td/T

90*0.45=Vor*0.5

Vor=81V

3,計算匝比N，

Vor=(Vo+Vf)*N

N=81/(25.8+0.9)=3.03

4,計算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損）初級電流損耗取輸出電流的7%

Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424

5,計算初級電感量

Vin/L=ΔI/ΔtDCM模式時ΔI等于Ipk

vin/L=Ipk/(D/f)

L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH

6,計算初級圈數(shù)Np,Ns(B取0.3mT)

NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS

NS=NP/N=140/3=46.6TS取47TS時反算47*3.03=142TS

NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS

7，電壓取樣電阻

當供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準為2V，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K

8，電流檢測電阻Rcs

Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15用2.7并11歐電阻

9，二極管反壓

=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V取耐壓200V的SF14

10，MOS耐壓與漏感尖峰取Vlk75V

=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V考慮到功耗選用2N60.

附上電流有效值計算器。方便計算線徑和MOS導通損耗大牛獨創(chuàng)：反激式開關電源設計方法與參數(shù)計算介紹開關電源的書籍很多，但是大都過于繁雜，學習和消化完一本書需要大量的時間精力，而即便完成了這一艱巨的任務，設計者也不見得具備獨立設計一個完整電源系統(tǒng)的能力。這里筆者根據(jù)自己所學知識和實際經(jīng)驗談下反激式開關電源的設計方法，并結(jié)合實例變壓器設計的詳細計算過程。

這是筆者去年做完第一個反激式電源后寫的，內(nèi)部有各個元器件選取的詳細計算公式。關于RCD鉗位的，目前還沒有非常好的計算方法，采取的是實驗為主的方法，所以大家有好的方法，歡迎補充修改。

開關電源的出現(xiàn)使得使用市電的設備告別了笨重的變壓器和需要使用龐大散熱器的線性穩(wěn)壓器，電子產(chǎn)品做到了更小的體積、更輕的重量和更高的效率。但是，開關電源使得設計門檻大大提高，它要求設計者在電路和磁學上必須有深刻的理解。介紹開關電源的書籍很多，但是大都過于繁雜，學習和消化完一本書需要大量的時間精力，而即便完成了這一艱巨的任務，設計者也不見得具備獨立設計一個完整電源系統(tǒng)的能力。

這里筆者根據(jù)自己所學知識和實際經(jīng)驗談下反激式開關電源的設計方法，并結(jié)合實例變壓器設計的詳細計算過程。由于筆者接觸開關電源時間不長，文中疏漏與不當之處難免，還望讀者批評指正。

1.基本反激變換器原理

在討論具體的設計步驟之前，我們有必要介紹一下反激式開關電源的原理。對于反激式開關電源，在一個工作周期中，電源輸入端先把能量存儲在儲能元件(通常是電感)中，然后儲能元件再將能量傳遞給負載。這好比銀行的自動取款系統(tǒng)，銀行工作人員每天在某一時間段向自動取款機內(nèi)部充入一定數(shù)目的錢(相當于電源輸入端向儲能元件存儲能量)，一天中剩下的時間里，銀行用戶從取款機中將錢取走(相當于負載從儲能元件中獲取能量)。在銀行工作人員向取款機充錢的時候，用戶不能從取款機中取錢;客戶正在取錢的階段，銀行工作人員也不會向存款機里面充錢。這就是反激式開關電源的特點，任何時刻，負載不能直接從輸入電源處獲取能量，能量總是以儲能元件為媒介在輸入電源和負載間進行傳遞的。

下面來看圖一，這是反激式變換器的最基本形式，也就是我們常說的buck-boost(或者flyback)拓撲。當開關閉合時，輸入電源加在電感L上，流過電感的電流線性上升，上升斜率就是輸入電壓與電感量的比值(在這里以與以下討論中，我們忽略了開關管的壓降，但是不忽略二極管的壓降，這將更符合后面關于離線式反激變換器的實際情況)，如下式：

在之一過程中，電能轉(zhuǎn)換成磁場能量儲存在電感內(nèi)，電感量一定時，時間越長流過電感的電流越大，電感中儲存的能量也就越大，電感內(nèi)部儲能大小如下式：

開關閉合期間，二極管D是反偏的，輸入到輸出端沒有通路，電源輸入端和電感都不向負載提供能量。

當開關斷開時，電感需要通過維持電流的恒定來阻止磁通量的突變，但此時電源輸入端和電感之間沒有通路，所以電感兩端的電壓必須反向(原來的上正下負變?yōu)樯县撓抡?，使得二極管D正偏導通，儲存在電感內(nèi)部的能量一方面?zhèn)鬟f給負載，另一方面裝換成電場能儲存在輸出電容Co當中。電感中的電流線性下降，下降斜率為電感上電壓與電感量的比值，而此時電感上的電壓等于輸出電壓加上二極管的正向壓降，如下式：

以上討論了一個開關周期的情況，為了電路能夠持續(xù)穩(wěn)定工作，必需滿足一定的條件，我們?nèi)匀灰糟y行自動取款系統(tǒng)做比喻。試想，如果一天過去后，取款機里面的錢還有剩余，那么第二天銀行工作人員就必需減少充入的錢的數(shù)目，否則，取款機就肯定放不下這么多錢。電路中也是一樣，如果開關關斷的時候，電感內(nèi)部的能量沒有完全轉(zhuǎn)移出去(被負載消耗或者存入輸出電容中)，那么接下來開關閉合的時間Ton就必需減小，否則周而復始的話，電感中的電流會不斷積累，最終使得電感飽和，換一句話說，為了系統(tǒng)穩(wěn)定工作，必須滿足的條件就是開關閉合期間電感的電流增加量必須等于開關斷開器件電流的減小量，即下式：

以一個完整的周期分析，對上面的式子化簡得到：

從上面的式子可以看出，系統(tǒng)維持穩(wěn)定工作的條件就是開關閉合時電感上的電壓與開關閉合時間的乘積等于開關關斷時電感上的電壓與開關關斷時間的乘積相等，這也就是伏秒數(shù)數(shù)守恒，這兩個乘積其中的一個叫做電感的伏秒數(shù)。從上面的一系列式子可以看出，伏秒數(shù)描述了電感中電流的變化量，實際上對應著電感中儲存的能夠被利用的能量。

下面給出基本反激變換器的電感電流波形。如圖二所示，以一個周期為例，從A點到C點間，開關閉合，電感電流線性上升，在此期間電感電流即開關管電流;從C點到B點，開關斷開，電感電流線性下降，在此期間電感電流即二極管電流。圖中可以看出，流過電感的平均電流等于電感的峰值電流和谷值電流的中間值。而流過開關管和二極管的平均電流可以由下式確定：

這里引出了占空比D的概念，即開關開啟時間與開關周期的比值。從伏秒數(shù)守恒的關系式我們可以得到基本反激變換器中占空比的計算式如下：

從圖一中，我們看到電源輸入端只與開關管相連，所以輸入電流即開關管電流，也就是開關閉合時的電感電流;輸出端只與二極管和電容相連，又因為電容器不可能流過直流，所以平均輸出電流等于平均二級管電流，即有下式成立：

最后我們給出一個很重要的定義，那就是紋波系數(shù)，在不同的書籍和文獻中，紋波系數(shù)的定義有一定的區(qū)別，為了方便我們接下來的討論和計算，在這里將紋波系數(shù)KRF定為電感電流變化量的一半比上電感平均電流，即：

圖二電路中，整個開關周期內(nèi)，流過電感的電流始終不為零。當輸出電流減小時，相應的電感平均電流也減小，如果開關周期、電感量以與輸入輸出電壓不變的話，電感中電流的變化量保持不變，那么，就可能出現(xiàn)電感中變化的電流大小等于或者大于平均電流兩倍的情況。這個時候，每一個周期內(nèi)，開關閉合時，電感電流從零開始上升，開關斷開后，電感電流會下降到零。也就是說，此時的KRF等于或者大于1，這就是我們說的臨界工作模式和斷續(xù)工作模式。相對應的電感電流始終不為零的情況就是連續(xù)工作模式。

在反激式變換器中，電感量取值越大，電流的變化量(紋波電流)就越小，在相同輸出電流情況下，越不容易進入斷續(xù)模式;反之，電感量取值越小，紋波電流越大，在相同的輸出電流情況下，越容易進入斷續(xù)工作模式。

通常在設計過程中，我們可以設定在某一輸出電流(即輸出功率)時變換器進入臨界模式，電流大于設定值時就進入連續(xù)工作模式，小于這一值時進入斷續(xù)工作模式(即KRF在0到1之間)。也可以將變換器設計為一直工作在臨界模式或者斷續(xù)模式(即KRF大于等于1)，特別是在單級PFC反激式變換器以與準諧振反激式變換器中，這種方式應用較多。本文以下的討論均以連續(xù)模式為例。

上面討論了基本反激變換器滿足的基本關系式，接下來一節(jié)我們開始討論隔離輸出的反激變換器原理。

（待續(xù)...）大牛獨創(chuàng)（二）：反激式開關電源設計方法與參數(shù)計算上一節(jié)我們學習的是反激變換器滿足的基本關系式，接下來繼續(xù)學習隔離輸出的反激式變換器和離線式反激變換器的設計與計算。本文是網(wǎng)友根據(jù)自己所學知識和實際經(jīng)驗所得，如有不當，歡迎指正！希望對學習開關電源設計的朋友們有所幫助。

2.隔離輸出的反激式變換器電壓和電流關系

如果將圖一中的電感換成耦合電感，使輸入和輸出加在不同的繞組上，得到圖四a所示的電路。為了方便討論，我們假設L1和L2的線圈匝比為n，耦合系數(shù)為1。當開關閉合時，電源輸入端向電感L1中存儲能量，根據(jù)同名端的關系，L2中感應出上正下負的電壓，二極管D反偏。在開關關斷前的一瞬間，L1中的電流上升到最大值，在開關關斷瞬間，L1與輸入端沒有通路，為了阻止磁通量的突變，L2上的電壓反向，使得輸出二極管正偏導通，存儲在磁芯中的磁場能轉(zhuǎn)移到輸出電容和負載中。

圖四：隔離輸出的反激變換器原理圖

圖四a給出的電路就是離線式反激變換器的雛形了，在實際應用中，我們往往把開關管放在電源輸入的負端，并且輸出為上正下負看起來也比較習慣，于是得到了圖四b所示的反激式變換器基本結(jié)構(gòu)。

首先我們討論圖四b所示電路中L1和L2中的電流，圖五給出了相應的波形圖。開關關斷瞬間，磁通量不能突變，所以L2中的電流等于關斷前一瞬間L1電流值的n倍(n為L1和L2線圈匝比)。開關閉合瞬間，為了阻止磁通量突變，L1中電流等于閉合前一瞬間L2中電流的1/n.。又因為在開關閉合期間和開關斷開期間L1和L2中電流都是線性變化的，所以我們可以得出如下的關系式：

從上面的關系式進一步得到：

閱讀上一節(jié)：

上面式子中的n=N1/N2，其中N1為L1的線圈匝數(shù)，N2為L2的線圈匝數(shù)。

圖五：隔離輸出的反激式變換器初次級電感電流波形

接下來討論L1和L2的電壓關系，圖六給出了相應的波形圖。開關閉合期間，根據(jù)同名端和匝比的關系，L2上感應出上負下正的電壓，大小為Vin/n；開關關斷期間，L2上的電壓等于輸出電壓加上二極管電壓正向壓降，極性為上正下負，設這個電壓為VL2，則根據(jù)同名端和匝比關系，L1上的感應電壓為nVL2，極性變?yōu)樯县撓抡?。我們把這個電壓叫做次級反射電壓Vor。

圖六：隔離輸出的反激變換器輸入輸出電壓波形

前面提到，為了維持變換器的穩(wěn)定工作，開關閉合期間電感上電壓與閉合時間的乘積應等于開關斷開期間電感上電壓與斷開時間的乘積。對于耦合電感，我們計算時將開關閉合和斷開期間的電壓全部這算到初級來計算的話，就有如下關系：

不難看出，對于當輸入電壓最低時，占空比最大。在反激式開關電源中，最大占空比是一個很重要的參數(shù)，對于連續(xù)模式的反激式變換器，一般情況下，最大占空比限定在0.5以內(nèi)，超過0.5的話，容易出現(xiàn)次諧波振蕩。

不可忽略的是，實際工程中L1不可能和L2形成理想的全耦合，L1中有少量的磁通不能完全耦合到L2中，等效為L1上串聯(lián)一個電感量較小的電感，也就是常說的漏感Lleak。在開關斷開瞬間，這部分不能耦合到L2中的磁通也不能突變，于是Lleak試圖通過將電壓反向來續(xù)流，此時開關閉合，沒有續(xù)流通道，于是Lleak上感應出一個很高的尖峰電壓Vpk，這個電壓和上面的反射電壓方向相同。在開關斷開的瞬間，電源輸入電壓、次級反射電壓和漏感尖峰電壓一起加在開關管上，由于漏感尖峰電壓通常很高，能夠瞬間造成開關管的損壞，實際電路中一般要進行鉗位處理。

3.離線式反激變換器的電路原理

圖七給出了一個輸出5V/2A的電源適配器用到的離線式反激變換器完整的原理圖，主芯片型號為RM6203(西安亞成微電子)，芯片內(nèi)部集成了完整的控制電路和一個800V的高壓功率BJT。下面我們以這個電路為例分析外圍電路的基本作用，對于使用其他控制芯片的電路，原理上大同小異。

圖七：輸出5V/2A的離線式反激變換器

輸入的交流市電經(jīng)過保險絲F1后進入由C3和T2構(gòu)成的共模濾波器，濾除電網(wǎng)中的共模干擾信號，然后經(jīng)過D2全橋整流和電容C6濾波后得到較為平坦的直流電。直流電通過R2和R5加在內(nèi)部開關功率管的基極，向基極注入電流，開關管的集電極(也就是芯片的OC引腳)有電流流過，初級繞組開始有電流流過。同時直流電通過R2和R5向電容C8開始充電，當C8上的電壓達到IC工作的啟動電壓時，IC開始工作。

IC進入正常工作后，在開關關斷期間，輔助供電繞組Na上感應出的電壓使D5導通，輔助繞組為IC供電，并將部分能量儲存在電容C8中，待下一周期開關導通期間，電容為IC供電。

圖七電路中，R4、C5和D3并聯(lián)在變壓器的初級繞組上，這就是常見的一種吸收漏感尖峰的電路結(jié)構(gòu)，RCD吸收電路。當開關管關斷瞬間，初級線圈的漏感以與PCB線路的寄生電感感應出很高的尖峰電壓時，D3會正偏導通，由于電容C5上的電壓不能突變，于是尖峰電壓被箝位在一定的范圍內(nèi)，保護開關管不被損壞。開關斷開期間C5上增加的能量會在開關閉合期間消耗在R4上，防止C5上的電壓不斷升高。

圖七中的電容C10用于設置IC內(nèi)部的振蕩器工作頻率，C1并聯(lián)在初次級之間用于減小差模干擾。R10和R11接在開關管發(fā)射極和初級地之間，當次級電流增大時，由第二節(jié)推出的關系可知，初級開關的峰值電流也會成比例增加，導致R10和R11上的電壓升高，IC通過檢測這個電壓判斷次級是否出現(xiàn)過流或者短路，如果是，IC將執(zhí)行相應的保護動作。

接下來我們看次級電路。次級繞組Ns輸出后的基本結(jié)構(gòu)和第二節(jié)討論的完全一致，增加的輸出LC濾波器L1和C7用于減小紋波，并聯(lián)在輸出二極管上的RC電路用于吸收輸出二極管上的尖峰。

圖八：輸出二極管的波形

在高速開關下，二極管導通瞬時，電流變化率很大，在導通瞬間，二極管呈現(xiàn)較大的正向壓降(如圖八b)，又由于二極管結(jié)電容、次級漏感和PCB線路寄生電感的存在，二極管上可能會會出現(xiàn)振蕩(如圖八c)。正向電壓過沖或者電壓的振蕩都會導致二極管的損耗增加，在輸出電流較大時，這一損耗遠遠超過二極管的導通損耗，造成二極管過熱。為了一定程度抑制振蕩或者減小過沖，通常在二極管上并聯(lián)RC吸收網(wǎng)絡(圖六所示的R1和C2)，引入這一這一電路后，二極管的損耗被部分轉(zhuǎn)移到電阻上。

最后簡單討論反饋環(huán)路。通常的離線式反激變換器使用TL431加光耦的形式作為次級反饋電路。TL431的內(nèi)部等效電路如圖九所示。它實際上包含了一個電壓基準源和一個誤差放大器。

圖九：TL431內(nèi)部等效電路

分析圖七所示電路，當某種因素(如電網(wǎng)電壓波動、負載電流的增加等)導致輸出電壓降低時，由R9和R12得到的TL431的REF端電位降低，圖九所示的等效電路中BJT的基極電流相應減小，從而集電極電流減小，流過TL431陰極的電流也減小，光耦的輸入電流(即發(fā)光二極管電流)隨之減小，最終導致連接初級部分的光耦輸出端(光敏三極管集電極)電流減小，集電極電位升高。至此，次級電壓減小的信號反饋到了初級，初級通過監(jiān)測光耦輸出端的集電極電位的升降來判斷輸出電壓是降低還是升高。如果降低，初級將通過增大開關管的導通時間(對于PWM模式)或者開關頻率(對于PFM模式)來是輸出電壓穩(wěn)定；反之亦然。大牛獨創(chuàng)（三）：反激式開關電源設計方法與參數(shù)計算反激式變換器會用到較多的電感元器件，因此在討論設計之前先簡單地介紹一下磁性元器件的基本知識，接著將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設計，由于內(nèi)容較多，變壓器的設計下期將為大家詳細講解。

在學習了前兩章作者獨創(chuàng)的反激式開關電源設計方法與參數(shù)計算以后，不知道對大家有沒有幫助呢？下面我們就繼續(xù)跟著作者學習吧！

4.磁芯電感器的基本知識

反激式變換器會用到較多的電感元器件，因此在討論設計之前我們簡單地介紹一下磁性元器件的基本知識。選擇電感器時，我們經(jīng)常提到電感的飽和電流，首先我們看一下什么是電感飽和電流。

圖十：環(huán)形線圈示意圖

如圖十所示的環(huán)形線圈，假設線圈匝數(shù)為N匝，流入電流I，那么根據(jù)安培環(huán)路定律，以圖中r為半徑對磁場強度進行積分可得：

不難看出，磁場強度正比于電感電流，反比于磁路長度。又因為磁場強度與磁感應強度B(也可以叫做磁通密度)存在如下關系：

往期回顧：

其中μ0和μr分別為空氣磁導率和介質(zhì)磁導率。所以當電流增大時，電感內(nèi)部的磁場強度增大，如果想對磁導率保持不變的話，磁感應強度也會隨之增大。對于開關電源中的電感器件，一般都是帶有磁芯材料的，對于一般的磁芯材料，對磁感應強度(磁通密度)的大小有一定的限制，當材料中的磁感應強度隨磁場強度增大到一定值后，磁感應強度不再隨磁場強度增加而增加，可以看做相對磁導率μr不為常量，我們把此時的情況叫做磁芯飽和。

為了防止磁芯進入飽和，我們必須將磁芯中才磁感應強度限定在一定的范圍內(nèi)，另外，考慮到磁芯的損耗也與磁感應強度的大小成正相關關系，所以又進一步減小了磁感應強度的選取范圍。對于通常的鐵氧體磁芯，我們一般選擇工作的磁感應強度為1600G(即0.16T)。

根據(jù)磁通量、磁鏈的定義以與相關關系，我們有如下公式：

其中φ表示截面積為A的磁芯中的磁通量，ψ表示磁鏈，N表示線圈匝數(shù)。從上面的關系式可以得出：

不難看出，當要求的電感量一定時，減小磁芯中磁感應強度的方法有兩種：增加線圈匝數(shù)或增大磁芯截面積(即選用更大尺寸的磁芯)。在實際的工程應用中，增加線圈的匝數(shù)一方面可能導致磁芯無法容納所有繞組，另一方面會導致電感的內(nèi)阻增加，線圈損耗增加，從而不得不增加線徑，使得磁芯容納繞組更加困難。所以在選擇磁芯時，需要同時考慮磁芯截面積Ae和磁芯的窗口面積Aw。常見的經(jīng)驗公式中，一般選取Ae和Aw的乘積Ap作為選擇磁芯的標準。

5.離線式反激式變換器的系統(tǒng)設計

本節(jié)將討論離線式反激變換器的電路元件參數(shù)選取和變壓器設計，重點介紹變壓器的設計。

5.1保險絲和負溫度系數(shù)熱敏電阻

反激式變換器的輸入端通常串聯(lián)保險絲盒一個標稱阻值幾歐到幾十歐的負溫度系數(shù)熱敏電阻(NTC)，保險絲的作用顯而易見，在電路出現(xiàn)短路或者過流時，為整個電路提供最后一道保護屏障。負溫度系數(shù)熱敏電阻則在電路啟動時起到了減小浪涌電流的作用。當輸入端接通電源時，對于沒有PFC功能的電路，輸入濾波大電容將造成輸入端出現(xiàn)大的浪涌電流，接入NTC后，由于啟動瞬間NTC溫度較低，阻值較大，有效抑制了浪涌電流。隨著電源的工作，NTC流過電流發(fā)熱，阻值減小，NTC造成的線電壓損耗也隨之降低。

由于保險絲和熱敏電阻都屬于阻性元件所以選取時根據(jù)有效值電流計算。例如圖七所示的電路中，輸出5V/2A，預估效率75%，我們首先計算出電源輸入端的最大有效值電流：

那么，我們選擇保險絲的時候，要求額定電流大于這個值，考慮到浪涌電流對保險絲壽命的影響，我們通常選擇額定電流比這個值大數(shù)倍的保險絲。另外需要注意的是保險絲的額定電壓，如果選擇的保險絲額定電壓低于電源最高輸入電壓，可能造成保險絲的兩極之間出現(xiàn)拉弧現(xiàn)象。例如圖六中選擇了1A/250V的保險絲。

對于熱敏電阻，我們首先需要了解穩(wěn)定情況下的阻值，然后根據(jù)阻值和最大有效值電流得出電阻上的功耗，最后選取額定功率大于計算值的電阻。對于小功率的開關電源，通常省去了熱敏電阻。

5.2共模電感和安規(guī)X電容的選取

共模電感和安規(guī)X電容一起組成了共模濾波器。在開關電源中，這兩者的參數(shù)相對變化較小。對于共模濾波器電感，電感量在幾mH到幾十mH，一般情況下，功率越大時，共模電感的電感量越小。安規(guī)X電容恰恰相反，功率越大時，該電容的容量通常越大。安規(guī)Y電容的容量一般在100nF到幾百nF。

共模電感和安規(guī)X電容的具體參數(shù)很難通過公式計算，通常應用中，依據(jù)經(jīng)驗值大概確定電感量和電容量的大小，然后在測試者對參數(shù)調(diào)整。共模電感選取的另一個要點是保證輸入電流不會導致磁芯的飽和。對于成品化的共模電感，可以提供輸入功率等參數(shù)進行選購。

5.3輸入整流二極管的選擇

市電輸入一般為50Hz或60Hz的工頻信號，輸入整流二極管一般為高壓PiN二極管，因此二極管的功耗主要是導通損耗。導通損耗等于二極管的正向壓降與正向平均電流的乘積，對于交流正弦輸入和全橋整流的應用，平均二極管電流等于有效值電流乘以正弦因子，計算公式如下：

所以理論上計算得到所需的二極管最大整流電流只需大于75mA。但是考慮到額定電流更大的二極管發(fā)熱更低，并且在大的輸入濾波電容作用下，流過整流二極管的電流波形為尖脈沖，為了增加二極管的壽命和可靠性，通常選擇額定電流遠大于計算所得到的最大平均電流。整流二極管的另一個重要參數(shù)是最大反向工作電壓，橋式整流中，二極管承受的最大反向電壓即市電輸入最高電壓。在實際應用中，為了安全起見，一般選擇最大方向工作電壓為市電最高輸入電壓2倍的二極管。圖七所示的電路中選取了1A/600V的整流橋。

5.4輸入濾波電容的選取

輸入濾波電容使整流后的半正弦信號變?yōu)橄鄬ζ教沟闹绷麟?，電容量的大小決定了直流的平坦度。假設充放電階段電容上的電壓都是線性變化的，我們可以得到圖九所示的波形。一個周期內(nèi)，在AB段，市電通過整流二極管向電容充電，電容上的電壓上升，在BC段，電容向后級負載放電，電容上的電壓下降。電容上的電壓周期性地波動，周期為工頻周期的一半。

圖九：電容上的直流電壓波形

輸入濾波電容上的電壓即變換器的輸入電壓，為了較為準確地得到變換器輸入直流電壓的范圍，我們需要計算電容上電壓的波動值。我們假設一個周期內(nèi)電容的充電時間為Tch，并且規(guī)定充電時間占周期時長的百分比Dch，根據(jù)經(jīng)驗，Dch一般取0.2到0.3，我們得到如下的計算過程：

其中，I表示電容后接負載的平均電流，在電容上電壓波動不大的情況下，我們通過下式估算：

其中Pin為反激變換器的輸入功率，等于輸出功率與系統(tǒng)效率的比值。最后我們得到電容上電壓波動范圍計算式如下：

其中fin表示工頻頻率，50或60Hz，η為系統(tǒng)的效率。從上面的計算可以看出，變換器輸入直流電壓的波動正比于輸入功率，反比于輸入電容容量。對于離線式反激式變換器，一般按照每W輸出功率2—3μF選取輸入濾波電容。在確定輸入濾波電容容量后，就可以得到變換器的輸入直流電壓范圍。例如，對于圖七所示電路，輸入85V—265V交流市電，預估效率為0.75，取Dch=0.2，得到如下計算結(jié)果：

變壓器是開關電源設計中的難點和重點，因此講述的內(nèi)容較多，下期將為大家詳細講解。大牛獨創(chuàng)（四）：反激式開關電源設計方法與參數(shù)計算在經(jīng)過了前三章的學習之后，接下來就要學習開關電源設計中的重點也是難點的變壓器的設計。變壓器參數(shù)是否合適對整個電源的效率、紋波、輻射等方面有重要影響，作者通過自己的實際經(jīng)驗所得的變壓器的設計方法又有什么獨特之處呢？一起來學習吧！

5.5變壓器的設計

變壓器是開關電源設計中的難點和重點，變壓器參數(shù)是否合適對整個電源的效率、紋波、輻射等方面有重要影響。反激式變換器的變壓器實際是一個耦合電感，它傳遞的是電流信號，因此匝比和輸出電壓沒有直接關系，但是匝比會影響初級開關管和次級輸出二極管的電壓電流應力。

如果不考慮漏感尖峰電壓，那么關斷期間開關管承受的最大電壓等于輸入最大直流電壓加上次級反射電壓，輸出電壓一定時，變壓器匝比越大，反射電壓越高。另一方面，開關閉合導通期間，次級輸出二極管承受的反向電壓為初級反射電壓加上輸出電壓，變壓器匝比越大，初級反射電壓越高，二極管承受的反向電壓也就越高。所以匝比的選取需要綜合考慮開關管和輸出二極管的電壓應力。

5.5.1確定最大占空比

在實際應用中，初級開關管的耐壓通常是比較固定的，而次級輸出二極管的選擇則可以比較靈活，所以我們在下面的設計過程中從開關管的電壓應力這一角度考慮?？紤]輸入電壓最小時，對應最大的占空比，從第二節(jié)占空比的關系式可以得出次級反射電壓與占空比存在如下關系：

前面提到過，一般限定最大占空比不超過0.5，在這里我們?nèi)?.45(這是計算時最常用的值)的話，得到圖七所示電路中初級反射電壓為：

不考慮漏感尖峰時開關管的電壓應力為：

圖六所示電路中RM6203內(nèi)部開關管的耐壓為700V，所以余量是比較充足的。通常情況下，我們?yōu)殚_關管的耐壓流出20%左右的余量，例如耐壓600V的開關管，一般將電壓應力控制在480V左右。留有的余量過小，將會導致尖峰抑制電路的設計變得非常困難。如果求出的電壓應力過大，就應該通過減小最大占空比重新計算。

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5.5.2確定變壓器初級電感量

前面提到，反激式變換器的變壓器可以看做是耦合電感，初級電感量是變壓器最為重要的參數(shù)之一，它直接影響電流紋波和變換器的工作模式。根據(jù)第一節(jié)的關系式，初級電感量滿足如下關系：

其中fsw為開關頻率。而電感中變化的電流與電感平均電流之間有如下關系：

圖十一：初級電感電流波形圖

如圖十一重新給出初級電感電流波形，如果一個周期中開關閉合期間，全部輸入能量存儲在初級電感中，那么輸入功率可以按如下關系求得：

由上面三個式子綜合得出初級電感量可以通過如下關系式求得：

前面提到過，對于最大輸出功率時對應連續(xù)工作模式的反激式變換器，KRF取在0到1之間，而在實際應用中，對于85-265VAC輸入的應用，KRF通常在0.3-0.6之間選取，取值越大，電流紋波越大。

仍然以圖七中電路為例，取KRF=0.4，計算得到初級電感量如下：

其中RM6203的開關頻率為60KHz。

5.5.3確定磁芯體積

磁芯的選取應同時考慮磁芯截面積Ae和磁芯的窗口面積Aw，常用的經(jīng)驗公式如下(摘自飛兆半導體《采用FPS的反激式隔離AC-DC開關電源設計指南》)：

上式中，Bmax為磁芯最大磁通密度，必須小于飽和磁通密度，對于一般的鐵氧體磁芯，飽和磁通密度在0.39T左右，這里選取最大磁通密度Bmax為0.3T-0.35T之間。式中用到了開關管的峰值電流和有效值電流兩個參數(shù)，在離線式反激式變換器中，開關管電流波形和初級電感電流波形一致，因此，這兩個參數(shù)也就是初級電感峰值電流和有效值電流。

從圖十一中可以看出，初級電感峰值電流由下式求得：

需要注意的是，根據(jù)上述計算得到的Ap值只是一個起點，實際選取磁芯的Ap值一般會比這個值大，甚至大很多。在工程應用中，輸出功率和開關頻率確定的情況下，相應的磁芯體積也就大致確定了。圖七所示電路中的變壓器實際使用了EE20型磁芯，Ae=39mm2，Aw=63mm2，Ap=39*63=2457mm4。

5.5.4確定匝比和初次級匝數(shù)

磁芯選定后，根據(jù)第4節(jié)的關系式，我們知道，當電感量、磁芯面積和電流一定時，匝數(shù)越多，磁芯的磁通密度越小。初級繞組在峰值電流處達到最大的磁通密度，因此可以求出初級線圈所需的最少匝數(shù)，計算關系式如下：

Bmax為磁芯工作時的最大磁通密度，為了防止磁芯飽和，Bmax必須小于飽和磁通密度Bsat。對于常用的功率鐵氧體，飽和磁通密度一般為0.35-0.39T。Bmax的取值越小，磁芯損耗也越小。具體計算過程中應注意單位，其中L的單位為H，Bmax單位為T，Ae單位為m2。

對圖七所示電路，取Bmax為0.28T，計算初級繞組線圈匝數(shù)為：

在5.5.1中，通過設定最大占空比求得了次級反射電壓Vor，由于次級反射電壓和次級電感電壓服從匝比關系，因此匝比由以下公式計算：

實際應用中，取整數(shù)值11或者12。二極管的正向壓降VD根據(jù)二極管的類型選取，對于反向耐壓40V以內(nèi)的肖特基二極管，取0.5V;對于反向耐壓大于40V的肖特基二極管，取0.7V-1V;對于快恢復二極管，取1V-1.5V。

初級繞組匝數(shù)和匝比確定后，就可以算出次級繞組匝數(shù)，對圖七所示電路，取匝比11和12時分別有：

果選取匝比11，得到的次級繞組匝數(shù)不為整，此時可以適當增加初級繞組匝數(shù)，例如將初級增加到99T時，次級可以取9T。下面我們?nèi)匀话凑赵驯?2來計算。

得到了初級和次級匝數(shù)后，需要進一步求得輔助供電繞組的匝數(shù)。如果次級不止一組，還要求出次級其它繞組的匝數(shù)。開關管關斷期間，所有的次級繞組電壓服從匝比關系，假設輔助供電繞組匝數(shù)為Na，另有一組次級匝數(shù)Ns2，則有如下關系式：

由上面的關系式可以得出輔助供電繞組和其它次級繞組的匝數(shù)。其中Vcc為控制IC的供電電壓，VO2為另一繞組的輸出電壓，VDa和VD2分別為輔助供電繞組和另一組次級繞組的輸出二極管正向壓降。一般情況下，輔助供電繞組的電流很小，相應的輸出二極管要求不高，通常使用1N4148之類的小信號高速開關二極管。圖七所示電路中，RM6203的工作電壓范圍為4.8V-9V，取7V得到輔助供電繞組匝數(shù)為：

取整數(shù)11T。

5.5.5估算氣隙長度

由于鐵氧體材料的相對磁導率很高，當線圈中通入較小的電流時，就能在磁芯中產(chǎn)生很大的磁通密度，使磁芯迅速進入飽和。為了防止磁芯飽和，必須限制磁芯中的磁通密度擺幅，最常用的方法就是在磁芯中增加氣隙。由于空氣或者非導磁材料的相對磁導率很低，因此長度很短(零點幾毫米到幾毫米)的氣隙就能使得磁阻大大增加，從而使得磁通密度大大減小，有效防止大電流情況下磁芯飽和。

圖十二給出了增加了氣隙時和沒有增加氣隙時的B/H曲線。圖中實線為沒有加氣隙的鐵氧體磁芯磁滯回線，虛線為加有氣隙的磁滯回線。顯然，加有氣隙后，盡管磁芯的飽和磁通密度沒有改變，但是磁滯回線的斜率大大減小了(相當于相對磁導率降低)。也就是說，同樣的電流激勵下，增加氣隙后的磁芯磁通密度擺幅大大減小，從而磁芯可以承受比沒有氣隙時大得多的電流偏置。

反激式變換器的設計中，提前估算出氣隙的長度是很重要的，這樣在試制變壓器的過程中能夠做到心中有數(shù)。對于給出的計算公式，多數(shù)工程人員沒有理解其來源，如果一味搬用，在選取各參數(shù)的單位時，容易出現(xiàn)困惑。下面根據(jù)磁學基本知識推出氣隙長度的估算方法：

上式是電感量的計算公式，其中Rc和Rg分別表示磁芯材料和氣隙的磁阻，不難看出，電感量正比于線圈匝數(shù)的平方，反比于總的磁阻。而磁阻的計算公式如下：

其中l(wèi)c和lg分別表示磁芯材料磁阻長度和氣隙的長度，μc和μg分別表示磁芯材料的磁導率和氣隙的磁導率，Ae和Ag分別表示磁芯材料的截面積和氣隙截面積。如果氣隙只加在中柱，那么Ae和Ag是相等的，等于磁芯材料的中柱截面積。

從上面三式可以整理得出電感量的計算公式如下：

由于氣隙一般為空氣或者非導磁材料，所以氣隙磁導率非常接近真空磁導率并且遠小于磁芯材料的磁導率，那么上式中可以忽略分母中第一項，并且將分子部分的μc和分母部分的(μc-μg)約去，最后得到如下形式：

最后將氣隙的磁導率取成真空中的磁導率，就得到如下的氣隙長度就算公式：

為了避免出現(xiàn)單位上的混亂，上式一律采用國際單位制，Ae單位為m2，L的單位為H，最后得到lg的單位為m。在反激式變換器的計算中，L即初級電感量。

下面以圖七所示電路為例：

根據(jù)得到的氣隙長度，在試制變壓器的過程中，有兩種方法來實現(xiàn)這個氣隙，一種方法是將磁芯的中柱磨掉一部分，磨掉的長度大約等于計算得到的氣隙長度。由于計算誤差和測量的誤差，設計操作時，采用邊磨邊測電感量的方法，直到測得的初級電感量在一定誤差內(nèi)接近計算得到的電感量為止。另一種方法是墊氣隙，即在磁芯的中柱和邊柱中間墊上非導磁薄膜材料，例如云母片、塑料片等，此時由于實際的氣隙長度等于中柱的