射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計 課件 第2章 射頻通信系統(tǒng)設計基礎(chǔ)-2.4

射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計馬文建等編著機械工業(yè)出版社第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎(chǔ)第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎(chǔ)學習目標了解通信鏈路基本框架。從微觀角度，掌握當前移動通信信號元素的構(gòu)成；從宏觀角度，理解整個信號發(fā)射、傳輸和接收的實現(xiàn)過程。掌握射頻設計的相關(guān)入門知識，包括噪聲、峰均比、非線性、阻抗匹配和采樣轉(zhuǎn)換等基本概念。理解各射頻單元電路的工作原理、關(guān)鍵指標，通過實例掌握相關(guān)應用設計方法。主要包括功率放大器、低噪聲放大器、混頻器、射頻開關(guān)、衰減器、射頻濾波器、功率檢波器、時鐘鎖相環(huán)、直接數(shù)字頻率合成器、功率分配器、耦合器、移相器、天線等單元電路。了解相關(guān)射頻處理算法的基本概念和設計方法，從射頻通信系統(tǒng)角度，梳理電路和算法的相輔相成關(guān)系。第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎(chǔ)知識框架2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道2.1.2信號構(gòu)成2.1.3信號調(diào)制與解調(diào)2.2射頻設計基礎(chǔ)2.2.1噪聲2.2.2峰均比2.2.3非線性2.2.4阻抗匹配2.2.5采樣轉(zhuǎn)換2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器2.3.2低噪聲放大器2.3.3混頻器2.3.4射頻開關(guān)2.3.5衰減器2.3.6射頻濾波器2.3.7功率檢波器2.3.8時鐘鎖相環(huán)2.3.9直接數(shù)字頻率合成器2.3.10功率分頻器2.3.11耦合器2.3.12移相器2.3.13天線2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合2.4.2數(shù)字變頻2.4.3削波2.4.4數(shù)字預失真2.4.5自動增益控制2.4射頻基本算法現(xiàn)代數(shù)字移動通信系統(tǒng)的收發(fā)機可根據(jù)信號特征分為3個主要功能段：射頻段、模擬中頻段和數(shù)字中頻段。注意射頻直采架構(gòu)中的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器直接對射頻信號采樣，沒有模擬中頻段，信號鏈只包絡數(shù)字中頻和射頻兩段。射頻段用于處理射頻信號，主要完成頻率較低的中頻信號與頻率較高的射頻信號之間的頻率搬移，以及信號放大、濾波等其他處理。模擬中頻段包括從數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器到混頻器之間的處理模塊，包括ADC或DAC、模擬濾波器和中頻放大器等。2.4射頻基本算法數(shù)字中頻段處理的是量化的數(shù)字信號，處理數(shù)字信號的載體為FPGA或ASIC，在載體實現(xiàn)相關(guān)射頻通信鏈路處理算法。在發(fā)射方向上，包括載波聚合、數(shù)字上變頻(DUC)、數(shù)字削波、數(shù)字預失真和多頻段均衡(EQ)；在接收方向上，包括模擬自動增益控制(AAGC)、EQ、數(shù)字下變頻(DDC)、數(shù)字濾波和自動增益控制AGC。這些方法都是射頻通信鏈路處理算法的核心關(guān)鍵技術(shù)。2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合CA載波聚合的概念起源于LTE時代，為了滿足LTE-A下行峰值1Gbps，上行峰值500Mbps的速率要求，需要提供最大100MHz的傳輸帶寬，而LTE載波單元最大帶寬為20MHz，基于此，LTE-A提出了載波聚合的解決方案，為了高效利用零碎的頻譜，通過將多個連續(xù)或者非連續(xù)的載波單元聚合以獲取更大的傳輸帶寬，從而實現(xiàn)更高的峰值速率和吞吐量。(1)概念分類從載波連續(xù)分配的角度區(qū)分，載波聚合可分為帶內(nèi)連續(xù)載波、帶內(nèi)非連續(xù)載波和帶間非連續(xù)載波三種方式。三種聚合方式盡管要求不同，但在信令面和用戶面都采取相同的解決方案。2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合CA設計難點(1)線性度帶內(nèi)CA意味著發(fā)射信號具有更大的帶寬和更高的峰均比，而載波單元共用發(fā)射通道，這對功率放大器、反饋通道的帶寬設計和DPD算法提出了更高的需求，必須重點考慮對鄰道抑制比、不連續(xù)載波互調(diào)產(chǎn)物的影響。帶間CA的載波單元一般擁有各自獨立的發(fā)射通道，對于兩載波聚合，最大總功率不變，每個載波承載的傳輸功率比非CA信號小3dB，而后級合路雙工器的插入損耗一般小于3dB，因此，對通道的線性需求不會增加。2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合CA——設計難點(2)靈敏度對于帶間CA，一般會在天線端放置合路雙工器或多工器(簡稱合路器)用于不同band的載波實現(xiàn)合路。。在設計中，需重點關(guān)注以下2點：盡量降低合路器插入損耗，或考慮將雙工器和合路器集成到一起，減少由于雙工器和合路器之間PCB走線和端口匹配不良導致的損耗。帶間CA需重點關(guān)注發(fā)射諧波擊中接收帶內(nèi)的情況，降低PCB走線和空間輻射干擾，保證合路器的端口隔離度和雙工器的帶外抑制度。2.4射頻基本算法2.4.2 數(shù)字變頻DUC/DDC射頻段實現(xiàn)的是射頻信號的頻率搬移，而數(shù)字中頻段主要實現(xiàn)的是數(shù)字中頻信號的頻率搬移。處于發(fā)射路徑上的信號鏈為數(shù)字上變頻器DUC，處于接收路徑上的信號鏈為數(shù)字上變頻器DDC。獨立的DDC和DUC需處理多個載波信號，合并之后輸出發(fā)射信號或在接收信號中將其分離。下圖所示為多載波數(shù)字變頻頻率搬移示意，將處于零頻附近的基帶信號與更高頻率的中頻信號進行搬移，帶寬分別為20MHz和10MHz的兩路基帶信號合并成帶寬為30MHz的一路中頻信號，或帶寬為30MHz的一路中頻信號分離成帶寬分別為20MHz和10MHz的兩路基帶信號。2.4射頻基本算法2.4.2 數(shù)字變頻DUC/DDCDDC典型的DDC包括NCO載波設置、下變頻、低通濾波和抽取4個過程，這些功能模塊按順序工作，或者可分別予以旁路，最后根據(jù)后續(xù)FPGA或ASIC采樣速率的要求，產(chǎn)生一個位于直流上的復信號或?qū)嵭盘枴榱藦母蓴_(阻塞和其他載波干擾信號)中選擇所需的有用載波信號，NCO載波設置輸出頻率與輸入的數(shù)字中頻信號混頻，將所需的有用載波信號搬移到直流，降低后續(xù)濾波和抽取的算法復雜度。2.4射頻基本算法2.4.2 數(shù)字變頻DUC/DDCDUC

DUC的NCO、混頻器與DDC中的相同模塊非常類似，但功能相反。經(jīng)過上變頻的數(shù)字中頻信號往往還需要相關(guān)通用處理，特別是復中頻調(diào)制，比如增益、相位、I/Q偏移、反Sinc增益等處理。2.4射頻基本算法2.4.3 削波CFR為了提升功放的最大效率點，需要對信號的峰值采用適當?shù)牟呗赃M行處理，降低信號峰均比，這就是削波CFR的作用與定義。削波提升功放輸出效率的原理示意如下圖所示。對于一個給定的功放，在其飽和功率點內(nèi)，輸出功率越大，效率越高。為了盡可能提升功放效率，應使功放輸出信號的峰值功率貼近其飽和功率點。通過削波算法降低信號峰均比，可以提升功放的輸出功率(均值功率)，從而達到提升功放效率的目的。2.4射頻基本算法2.4.3 削波CFR削波指標削波需要對信號包絡進行處理，限制峰值功率，降低峰均比，但隨之帶來的就是對信號包絡本身產(chǎn)生影響，導致信號誤差矢量精度EVM惡化。一個削波算法的好壞主要從削波效果和削波代價兩個方面進行評估：削波效果主要體現(xiàn)在CCDF曲線，下圖通過削波算法，在0.01%概率下的PAPR從10.9dB降低到了8.7dB。削波代價主要體現(xiàn)在EVM惡化和算法復雜度上。對于同一算法，削波力度越大，必定導致信號本身失真越大，從而導致EVM惡化越嚴重。而對于同一削波效果，如果削波算法消耗的運算資源越大，則會導致成本增加，難以保證削波算法的工程應用2.4射頻基本算法2.4.3 削波CFR削波算法(1)硬削波在時域上對信號進行判斷處理，將時域信號與削波門限比較，大于削波門限的信號限制到削波門限以內(nèi)，其實現(xiàn)表達式為硬削波算法會造成削波后的信號在時域峰值脈沖的邊緣出現(xiàn)拐點，從而導致頻域出現(xiàn)頻譜擴散現(xiàn)象。因此，需要對硬削波之后的信號進行濾波處理，并要求濾波器具有較高的階數(shù)以實現(xiàn)較窄的過渡帶，這會導致消耗較大的運算資源。2.4射頻基本算法2.4.3 削波CFR——削波算法(2)峰值加窗硬削波算法造成頻譜擴散的主要原因在于削波后的信號在時域上出現(xiàn)了拐點，而峰值加窗算法處理的主要思路就是避免時域上的拐點。峰值加窗算法利用加權(quán)窗函數(shù)對信號峰值進行壓縮，通過窗函數(shù)對削波前的輸入信號進行濾波處理，得到平滑的峰值，達到降低峰均比的目的。實現(xiàn)峰值加窗算法主要有以下兩個步驟：檢測削波門限A以上的峰值，在檢測到的峰值附近稱為峰值區(qū)域。利用加權(quán)窗函數(shù)壓縮該峰值區(qū)域，生成的信號峰值等于削波門限A。窗函數(shù)類型和最大窗口長度可根據(jù)實際場景進行配置。加權(quán)因子表達式為峰值加窗雖然可以對硬削波實現(xiàn)一定的優(yōu)化，但本質(zhì)還存在與硬削波一樣的缺陷，尤其是應用于對削波量要求較高的系統(tǒng)。2.4射頻基本算法2.4.3 削波CFR——削波算法(3)峰值削減峰值削減是利用改進的sigmoid傳遞函數(shù)對峰值進行縮放，得到平滑的峰值，達到目標峰值比。Sigmoid峰值削減關(guān)系表達式為2.4射頻基本算法2.4.3 削波CFR——削波算法三種削波算法對比2.4射頻基本算法2.4.4 數(shù)字預失真DPD射頻功率放大器作為中功率和大功率發(fā)射機中最耗能的部件，其效率、功率等指標在發(fā)射機性能和成本方面起關(guān)鍵作用。功放作為典型的非線性器件，其面臨著效率和線性度的兩個對立矛盾：一方面，功放工作在高效率區(qū)時會產(chǎn)生嚴重的非線性失真，加劇帶外頻譜泄露和鄰道干擾；另一方面，為了保證線性度就需要較大的功率回退，造成功放效率和輸出功率的下降。因此，需要采用額外的線性化技術(shù)用于補償功放的非線性失真，并保證功放工作在高效率區(qū)。傳統(tǒng)的功放線性化技術(shù)包括前饋技術(shù)(Feedforward)、反饋技術(shù)(Feedback)、模擬預失真技術(shù)(AnalogPredistortion)等，均在模擬域通過設計電路對功放實現(xiàn)失真補償。2.4射頻基本算法2.4.4 數(shù)字預失真DPD基本原理

考慮在信號增益歸一化的情況下,預失真器和功放的系統(tǒng)響應函數(shù)互為反函數(shù),即

2.4射頻基本算法2.4.4 數(shù)字預失真DPD關(guān)鍵技術(shù)主要包括發(fā)射通道、反饋通道和數(shù)字信號處理模塊三部分。預失真器包含功放非線性特征的逆模型，根據(jù)功放輸入信號計算DPD信號，經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換、混頻后轉(zhuǎn)換為射頻信號，依次經(jīng)過功放、耦合器和天線發(fā)射出去。功放輸出信號經(jīng)過耦合器后送入反饋通道，經(jīng)過混頻、濾波、模數(shù)轉(zhuǎn)換后生成數(shù)字中頻信號，然后送入模型參數(shù)提取模塊，該模塊將耦合回來的功放輸出信號與原始輸出信號進行時延、相位和增益對齊后，提取得到當前時刻的預失真器模型系數(shù)。模型建立自適應結(jié)構(gòu)與算法架構(gòu)優(yōu)化2.4射頻基本算法2.4.4 數(shù)字預失真DPD發(fā)展方向MassiveMIMO技術(shù)是5G網(wǎng)絡以及后續(xù)6G網(wǎng)絡的關(guān)鍵技術(shù)，其通過在收發(fā)機中配置規(guī)模巨大的天線陣列來提供超高的頻譜效率。全數(shù)字波束成形混合波束成形2.4射頻基本算法2.4.4 數(shù)字預失真DPD——發(fā)展方向隨著有源天線系統(tǒng)和混合架構(gòu)發(fā)射機的引入,數(shù)字預失真技術(shù)在系統(tǒng)中面臨著新的挑戰(zhàn)和機遇,總結(jié)如下：MassiveMIMO系統(tǒng)天線數(shù)量增多,為了實現(xiàn)小型化需求,陣列單元排布更加密集,多通道間的相互耦合和串擾愈發(fā)明顯,傳統(tǒng)的SISODPD問題延伸為MIMODPD問題。當涉及到MassiveMIMO場景時,大多數(shù)當前的MIMODPD模型變得非常復雜,無法在實際系統(tǒng)中使用。因此,為降低功耗和硬件成本,需要研究適合MassiveMIMO系統(tǒng)的低復雜度DPD算法。在HBF架構(gòu)中，為了保證每個天線陣子的功率和移相器的線性度，往往需要將功放的位置放到移相器之后，這樣射頻鏈路數(shù)量遠遠小于功放和天線數(shù)量,一路數(shù)字信號需要同時驅(qū)動多路功放。傳統(tǒng)DPD方案需要每個功放配置一個專用的預失真器和反饋通道,這種匹配關(guān)系在混合架構(gòu)發(fā)射機中天然得不到滿足,亟待提出新穎的預失真架構(gòu)和方案。近年來，與人工智能、深度學習相結(jié)合也成為了DPD技術(shù)發(fā)展的新方向。人工神經(jīng)網(wǎng)絡具有可以精確對非線性函數(shù)進行擬合的優(yōu)點,所以適合于功放的行為建模。2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC由于無線信號在傳輸過程中，會因為路徑損耗、大小遮擋、多徑效應，以及各類干擾，使得接收到的信號強度變化不定。為保證接收信號的可靠性，需要引入AGC系統(tǒng)，使其能夠隨著輸入信號的強弱變化自動調(diào)整接收機增益：接收到大信號時，降低鏈路增益，防止接收機飽和；接收到小信號時，增大鏈路增益，保證接收SNR。2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC按照環(huán)路結(jié)構(gòu)的不同，AGC可分為前饋AGC和反饋AGC；按照實現(xiàn)方式的不同，AGC可分為模擬AGC和數(shù)字AGC。應用分類(1)前饋AGC和反饋AGC前饋AGC結(jié)構(gòu)：可變增益放大器的控制信號僅由輸入信號大小前饋決定。反饋AGC結(jié)構(gòu)：可變增益放大器的控制信號僅由輸出信號大小反饋決定。2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC——應用分類(1)前饋AGC和反饋AGC相比反饋AGC結(jié)構(gòu)，前饋AGC在輸入信號變化較大時，可以快速調(diào)整AGC輸出信號幅度，但前饋AGC的調(diào)整精度較差，且容易受外界參數(shù)影響。反饋AGC由于存在反饋環(huán)路，外界參數(shù)引起的輸出信號變化會反饋到輸入端，擁有較好的抗干擾作用。前饋AGC和反饋AGC應用對比2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC——應用分類(2)模擬AGC和數(shù)字AGC前面兩種結(jié)構(gòu)均屬于模擬AGC范疇，其直接通過模擬檢波器測量信號電平進行增益控制，一般用于接收機射頻前端增益調(diào)整。數(shù)字AGC又分為數(shù)控AGC和全數(shù)字AGC兩種。對于數(shù)控AGC，信號經(jīng)過ADC采樣后從模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，數(shù)字信號處理單元根據(jù)數(shù)字信號幅度與設定的參考信號進行比較得到誤差信號，然后通過增益控制算法求出對應增益控制值，控制外部可變增益放大器。全數(shù)字AGC只包括ADC、數(shù)字乘法器和數(shù)字信號處理三部分，ADC直接對輸入信號采樣，然后與增益值相乘后得到輸出信號，并將輸出信號反饋到數(shù)字信號處理單元，得到下一次的增益值。2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC——應用分類(2)模擬AGC和數(shù)字AGC在實際應用中，通常使用模擬AGC和數(shù)字AGC兩種方式綜合實現(xiàn)接收鏈路增益控制。模擬AGC和數(shù)字AGC應用對比2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC關(guān)鍵指標(1)動態(tài)范圍

2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC——關(guān)鍵指標(2)穩(wěn)定時間AGC環(huán)路穩(wěn)定時間是指輸入信號幅度發(fā)生階躍變化時，輸出信號從階躍時刻到穩(wěn)定時所需要的時間，即調(diào)整時間。穩(wěn)定時間的選取不僅需要考慮信道特征，還需要考慮調(diào)制速率、信號功率變化速率等相關(guān)接收信號參數(shù)。

2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC——關(guān)鍵指標(3)穩(wěn)定性AGC系統(tǒng)將輸入信號幅值調(diào)節(jié)到固定范圍內(nèi)，鏈路增益將不會發(fā)生變化。但實際使用時，由于噪聲等信號干擾，以及功率測量和衰減誤差的存在，鏈路增益值可能會在某個區(qū)間跳變。如果跳變次數(shù)過于頻繁，或信號跳動幅度較大，將導致AGC環(huán)路振蕩。需保證整個控制環(huán)路的抗干擾性，減小環(huán)路擾動，并保證各節(jié)點的具有足夠的響應時間。2.4射頻基本算法2.4.5 自動增益控制AGC——關(guān)鍵指標另外，AGC還有一些專有名詞：增益過載接收增益隨著信號功率的升高而降低。增益恢復接收增益隨著信號功率的降低而升高。增益補償在進行接收功率指示(RSSI)之前，數(shù)字補償模擬域的衰減值。高門限每個峰值檢波模式有多個門限電平，高門限用于設置輸入信號電平的上限，超過此上限，接收增益被快速降低。低門限峰值檢波模式中低于高門限的電平，低門限用于設置輸入信號電平的下限，低于此下限，接收增益被快速