開機預偏置電壓問題研究設計

aaa開機預偏置電壓問題研究摘要隨著社會的發(fā)展以及人們生活水平的提高，市場對電子產品的需求越來越大，由于所有的電子產品都需要有電源對其供電，電源的性能和安全可靠性就顯得至關重要。電源的高效率、低功耗、小體積、高可靠性已經成為大勢所趨，在這種情況下，對電子產品電源安全性能的考慮是必要的。當電路由于各種原因出現反向電流時，若反向電流過大，不僅可能燒壞元器件，也可能對負載正常運行造成影響和安全隱患，甚至威脅人們的財產和生命安全。由此可見，對變換器反向電流的研究從各個角度來說都是很有價值的。本文主要闡述的是DC-DC變換器開機過程中的反向電流問題，對于DC-DC變換器來說，當主電路開關管占空比很小，且輸出有一定預偏置電壓時，可能導致輸出電流反向累積，逐漸增大。在基本理論知識的基礎上，為了防止過大的反向電流對負載正常運行造成的影響和安全隱患，本文在電路中增加了脈沖阻止電路，使電路在檢測到電流反向時阻止續(xù)流開關管的導通脈沖傳遞至續(xù)流開關管，以阻止續(xù)流開關管導通，從而使反向電流無法通過續(xù)流開關管形成通路，即無法持續(xù)增大，從而達到有效遏制反向電流的目的。關鍵詞：直流-直流變換器反向電流脈沖阻止預偏置aaaAbstractAsthesocietydevelopsandpeople’sstandardoflivingimproves,moreandmoreelectronicproductsareneededinthemarkets.Duetothedemandofsourcestopowerelectronicproducts,it’scrucialtopossessahighfunctionandreliabilityforapowersupply.Torealizethedemandofthepublic,sourcesofhighefficiency,lowpowerloss,smallvolumeaswellashighreliabilityhaverepresentedthegeneraltrend,soit’snecessarytolucubrateitssafetyperformance.Ifbyanychance,therebeareversecurrentandthecurrentbelarge,thismayruindevicesortriggersafetrouble,andeventhrowathreattopeople’ssafetyoflife.Fromallofthese,wecansee,it’sofgreatvaluetoresearchthereversecurrent.AsfortheDC-DCconverter,withadinkydutyratioandpre-biasvoltage,thecircuitcanownanincreasingreverseoutputcurrent.Elaboratedonthebasictheoreticalknowledge,topreventthereversecurrentincreasingproblem,whenreversecurrentdetected,apulseblockingcircuitisintroducedtopreventthefreewheeltriodefromconducting,soastostoptheloopofthereversecurrent,sothecurrentwillbeunabletobecomebigger,thatisthepurposetocurbthereversecurrentproblem.Keywords:DC-DCconverterreversecurrentpulseblockpre-biasaaa目錄摘要 ⅡAbstract 3第一章緒論 51.1直流變換器國內外發(fā)展狀況 51.2開關電源發(fā)展趨勢 6第二章PSPICE仿真平臺 72.1PSPICE發(fā)展與優(yōu)勢 72.2模擬功能 8第三章DC-DC變換器基本原理 103.1DC-DC轉換器系統(tǒng) 103.1.1boost型DC-DC轉換器 103.1.2buck型DC-DC轉換器 113.1.3buck/boost型DC-DC轉換器 123.1.4電源控制技術 133.2軟開關技術 143.2.1準諧振電路 183.2.2零開關PWM 203.3變換器開關管驅動電路 233.3.1驅動電路要求 23aaa3.3.2幾種MOSFET驅動電路介紹及分析 23第四章變換器開機問題解決方法研究 304.1預偏置時DC變換器出現的反向電流問題 304.2預偏置時輸出電流理論分析 314.3預偏置開機問題的PSpice軟件模擬 324.4預偏置時開機問題解決方案 334.4.1添加簡單脈沖阻止電路 344.4.2添加改進的脈沖阻止電路 35第五章結論 38致謝 39參考文獻 40第一章緒論1.1直流變換器國內外發(fā)展狀況直流-直流變換器是直流電源二次側核心部分，我國的直流電源技術研究，從理論到實驗、仿真，與世界水平比較是不低的，在一些方面還常有突破，但是在產品方面，結構和工藝的差距就明顯了。現在看來，我國電源企業(yè)據統(tǒng)計有幾千家。有條件的企業(yè)能實現整機系統(tǒng)集成、全自動化的生產，產品體積小，具有明顯優(yōu)勢，若價格便宜又能大量供貨，自然就會占領市場。而那些中小企業(yè)或者被兼并或者自然淘汰。aaa現在我國一些大公司生產的直流開關電源，性能完全可以和進口產品競爭，因而已有一定數量的出口。在國內的研究領域已出現了一些可喜的動向，如對0.8V/50A電源模塊的開發(fā)研究，合理選擇優(yōu)化的電路拓撲是重要的，工藝結構可能更重要。因為如此低的電壓和大電流輸出，如果用器件間的導線聯(lián)接將很難達到技術要求，因此迫使原來作電路拓撲研究的人不得不考慮器件的更合理布局，同時采用集成的工藝結構，以盡量減小內部導線的壓降損耗。這也說明作電路拓撲研究的人員，要了解和研究系統(tǒng)集成的知識。某些境外公司在國內設置的電源技術研究開發(fā)機構，近年來也投入技術力量與資金，成立了系統(tǒng)集成的有關內容，作為應用基礎研究的重點，并加大資助強度，這將對我國電力電子系統(tǒng)集成的研究起到非常好地導向作用[1]。自20世紀50年代，美國宇航局以小型化重量輕為目標而為搭載火箭開發(fā)首個開關電源以來，在半個多世紀的發(fā)展中，開關電源逐步取代了傳統(tǒng)技術制造的相控穩(wěn)壓電源，并廣泛應用于電子整機設備中。隨著集成電路的發(fā)展，直流-直流開關電源逐漸向集成化方向發(fā)展，趨于小型化和模塊化。近20年來，集成開關電源沿兩個方向發(fā)展。第一個方向是對開關電源的控制電路實現集成化。1977年國外首先研制成脈寬調制(PWM)控制器集成電路，美國Motorola公司、SiliconGeneral公司、Unitrode公司等相繼推出一系列PWM芯片。近些年來，國外研制出開關頻率達1MHz的高速PWM、PFM芯片。第二個方向是實現中、小功率開關電源單片集成化。1994年，美國電源集成公司(PowerIntegrations)在世界上率先研制成功三端隔離式PWM型單片開關電源，其屬于AC/DC電源變換器。之后相繼推出TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch等系列產品。意-法半導體公司最近也開發(fā)出VIPer100、VIPer100A、VIPer100B等中、小功率單片電源系列產品，并得到廣泛應用。目前，單片直流開關電源已形成了幾十個系列、數百種產品。單片開關電源自問世以來便顯示出強大的生命力，其作為一項頗具發(fā)展前景和影響力的新產品，引起了國內外電源界的普遍關注。單片開關電源具有高集成度、高性價比、最簡外圍電路、最佳性能指標等特點，現己成為開發(fā)中小功率開關電源、精密開關電源及開關電源模塊的優(yōu)選集成電路。1.2開關電源發(fā)展趨勢目前市場上開關電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關頻率可達幾十千赫，為提高開關頻率，須采用高速開關器件。對于兆赫以上開關頻率的電源可利用諧振電路，這種工作方式稱為諧振開關方式。它可以極大地提高開關速度，理論上開關損耗為零，噪聲也很小，這是提高開關電源工作頻率的一種方式。采用諧振開關方式的兆赫級變換器已經實用化。直流開關電源的技術追求和發(fā)展趨勢可以概括為以下四個方面。aaa一、小型化、薄型化、輕量化、高頻化———開關電源的體積、重量主要是由儲能元件（磁性元件和電容）決定的，因此開關電源的小型化實質上就是盡可能減小其中儲能元件的體積；在一定范圍內，開關頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。因此，高頻化是開關電源的主要發(fā)展方向。二、高可靠性———開關電源使用的元器件比連續(xù)工作電源少數十倍，因此提高了可靠性。從壽命角度出發(fā)，電解電容、光耦合器及排風扇等器件的壽命決定著電源的壽命。所以，要從設計方面著眼，盡可能使用較少的器件，提高集成度。這樣不但解決了電路復雜、可靠性差的問題，也增加了保護等功能，簡化了電路，提高了平均無故障時間。三、低噪聲———開關電源的缺點之一是噪聲大。單純地追求高頻化，噪聲也會隨之增大。采用部分諧振轉換回路技術，在原理上既可以提高頻率又可以降低噪聲。所以，盡可能地降低噪聲影響是開關電源的又一發(fā)展方向。四、采用計算機輔助設計和控制———采用CAA和CDD技術設計最新變換拓撲和最佳參數，使開關電源具有最簡結構和最佳工況。在電路中引入微機檢測和控制，可構成多功能監(jiān)控系統(tǒng)，可以實時檢測、記錄并自動報警等。開關電源的發(fā)展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發(fā)展休戚相關的。高頻化的實現，需要相應的高速半導體器件和性能優(yōu)良的高頻電磁元件。發(fā)展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，開發(fā)高頻用的低損磁性材料，改進磁元件的結構及設計方法，提高濾波電容的介電常數及降低其等效串聯(lián)電阻等，對于開關電源小型化始終產生著巨大的推動作用。開關電源被譽為高效能電源，它代表著穩(wěn)壓電源的發(fā)展方向，現已成為穩(wěn)壓電源的主流產品。采用了高頻變壓器和控制集成電路的開關電源更具有效率高、輸出穩(wěn)定、可靠性高等特性，是今后電源的發(fā)展趨勢。開關電源產品的主要特點是體積小、重量輕、效率高，正在向著模塊化、擴大輸出電壓范圍、提高輸入端功率因數、抗電磁干擾性強以及附加備用電池的方向發(fā)展。在開關電源領域，正展開一系列的技術更新，例如功率因數的校正、相位調制、高頻電源、零電壓和零電流轉換以及單片式調節(jié)器等。這些改進，使開關電源的性能和效率大為提高，使其應用范圍大大拓寬，尤其是在新興的通信領域大有用武之地[1]。aaa第二章PSPICE仿真平臺2.1PSPICE發(fā)展與優(yōu)勢（1）起源與發(fā)展用于模擬電路仿真的SPICE（SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis）軟件于1972年由美國加州大學伯克利分校的計算機輔助設計小組利用FORTRAN語言開發(fā)而成，主要用于大規(guī)模集成電路的計算機輔助設計。SPICE的正式版SPICE2G在1975年正式推出，但是該程序的運行環(huán)境至少為小型機。1985年，加州大學伯克利分校用C語言對SPICE軟件進行了改寫，并由MICROSIM公司推出。1988年SPICE被定為美國國家工業(yè)標準。與此同時，各種以SPICE為核心的商用模擬電路仿真軟件，在SPICE的基礎上做了大量實用化工作，從而使SPICE成為最為流行的電子電路仿真軟件。PSPICE采用自由格式語言的5.0版本自80年代以來在我國得到廣泛應用，并且從6.0版本開始引入圖形界面。1998年著名的EDA商業(yè)軟件開發(fā)商ORCAD公司與Microsim公司正式合并，自此Microsim公司的PSPICE產品正式并入ORCAD公司的商業(yè)EDA系統(tǒng)中。不久之后，ORCAD公司已正式推出了ORCADPSPICERelease10.5，與傳統(tǒng)的SPICE軟件相比，PSPICE10.5在三大方面實現了重大變革：首先，在對模擬電路進行直流、交流和瞬態(tài)等基本電路特性分析的基礎上，實現了蒙特卡羅分析、最壞情況分析以及優(yōu)化設計等較為復雜的電路特性分析；第二，不但能夠對模擬電路進行，而且能夠對數字電路、數/?；旌想娐愤M行仿真；第三，集成度大大提高，電路圖繪制完成后可直接進行電路仿真，并且可以隨時分析觀察仿真結果。PSPICE軟件的使用已經非常流行。在大學里，它是工科類學生必會的分析與設計電路工具；在公司里，它是產品從設計、實驗到定型過程中不可缺少的設計工具。（2）組成PSPICE是計算機輔助分析設計中的電路模擬軟件。它主要用于所設計的電路硬件實現之前，先對電路進行模擬分析。用戶根據要求來設置不同的參數，分析電路的頻率響應，測試電路的瞬態(tài)響應，還可以對電路進行交直流分析、噪聲分析、最壞情況分析等，使用戶的設計達到最優(yōu)效果。一個新產品的研制過程需要經過工程估算、試驗板搭試、調整，印刷板排版與制作，裝配與調試，性能測試，測試指標不合格，再從調整開始循環(huán)，直至指標合格為止。而仿真技術可將aaa“實驗”與“修改”合二為一。（3）優(yōu)越性PSPICE軟件具有強大的電路圖繪制功能、電路模擬仿真功能、圖形后處理功能和元器件符號制作功能，以圖形方式輸入，自動進行電路檢查，生成圖表，模擬和計算電路。它的用途非常廣泛，不僅可以用于電路分析和優(yōu)化設計，還可用于電子線路、電路和信號與系統(tǒng)等課程的計算機輔助教學。與印制版設計軟件配合使用，還可實現電子設計自動化。被公認是通用電路模擬程序中最優(yōu)秀的軟件，具有廣闊的應用前景。這些特點使得PSPICE受到廣大電子設計工作者、科研人員和高校師生的熱烈歡迎，國內許多高校已將其列入電子類本科生和碩士生的輔修課程。在電路系統(tǒng)仿真方面，PSPICE可以說獨具特色，是其他軟件無法比擬的，它是一個多功能的電路模擬試驗平臺，PSPICE軟件由于收斂性好，適于做系統(tǒng)及電路級仿真，具有快速、準確的仿真能力。a)圖形界面友好，易學易用，操作簡單由Dos版本的PSPICE到Windows版本的PSPICE，使得該軟件由原來單一的文本輸入方式而更新升級為輸入原理圖方式，使電路設計更加直觀形象。只要熟悉Windows操作系統(tǒng)就很容易學，利用鼠標和熱鍵一起操作，既提高了工作效率，又縮短了設計周期。在PSPICE中，對元件參數的修改很容易，它只需存一次盤、創(chuàng)建一次連接表，就可以實現一個復雜電路的仿真。b)功能強大，集成度高在PSPICE內集成了許多仿真功能，如：直流分析、交流分析、噪聲分析、溫度分析等，用戶只需在所要觀察的節(jié)點放置電壓（電流）探針，就可以在仿真結果圖中觀察到其“電壓（或電流）-時間圖”。而且該軟件還集成了諸多數學運算，不僅提供基本的數學運算，還提供了正弦、余弦、絕對值、對數、指數等基本的函數運算。另外，用戶還可以對仿真結果窗口進行編輯，如添加窗口、疊加圖形等，還具有保存和打印圖形的功能，這些功能都給用戶提供了制作所需圖形的一種快捷、簡便的方法。2.2模擬功能PSPICE程序的主要功能有非線性直流分析、非線性暫態(tài)分析、線性小信號交流分析、靈敏度分析和統(tǒng)計分析。aaa（1）直流分析非線性直流分析功能簡稱直流分析。它是計算直流電壓源或直流電流源作用于電路時電路的工作狀態(tài)。對電路進行的直流分析主要包括直流工作點分析、直流掃描分析和轉移函數分析。直流工作點是電路正常工作的基礎。通過對電路進行直流工作點的分析，可以知道電路中各元件的電壓和電流，從而知道電路是否正常工作以及工作的狀態(tài)。一般在對電路進行仿真的過程中，首先要對電路的靜態(tài)工作點進行分析和計算。直流掃描分析主要是將電路中的直流電源、工作溫度、元件參數作為掃描變量，讓這些參量以特定的規(guī)律進行掃描，從而獲取這些參量變化對電路各種性能參數的影響。直流掃描分析主要是為了獲得直流大信號暫態(tài)特性。與直流掃描分析相類似的還有溫度分析。在這種分析過程中，將電路的溫度作為掃描變量進行分析。因為電路的主要器件的特性都是與溫度有關的，所以這就為分析電路在環(huán)境變化是的工作情況提供了一種非常有用的工具。通過這種分析，我們可以預測電路某些特殊環(huán)境如極端溫度條件或極端電源電壓條件下電路的工作情況，從而在進行電路設計時采取必要的預防措施。（2）暫態(tài)分析非線性暫態(tài)分析簡稱為暫態(tài)分析。暫態(tài)分析計算電路中電壓和電流隨時間的變化，即電路的時域分析。時域分析是指在某一函數激勵下電路的時域響應特性。通過時域分析，設計者可以清楚地了解到電路中各點的電壓和電流波形以及它們的相位關系，從而知道電路在交流信號作用下的工作狀況，檢查它們是否滿足電路設計的要求。（3）交流分析線性小信號交流分析簡稱為交流分析。它是在交流小信號的條件下，對非線性元件選擇合適的線性模型將電路在直流工作點附近線性化，范圍內對電路輸入計算出電路的幅頻特性、相頻特性、輸入電阻、輸出電阻等。這種分析等效于電路的穩(wěn)態(tài)分析即頻域分析。頻域分析用于分析電路的頻域響應即頻率響應特性。小信號轉移特性分析主要分析在小信號輸入的情況下，電路的各種轉移函數，通常分析的是電路的電壓放大倍數。在模擬電路中，無源器件和有源器件均會產生噪聲，主要包括電阻上產生的熱噪聲，半導體器件產生的散粒噪聲和閃爍噪聲。通過噪聲分析可以計算出各器件在某一輸出節(jié)點產生的總噪聲以及某一輸入節(jié)點的等效輸入噪聲。從而可以分析一個電路產生噪聲的主要來源，采取一定的電路設計措施來減小噪聲的影響。（4）靈敏度分析靈敏度分析包括直流靈敏度分析和蒙特卡羅分析兩種。aaa直流靈敏度分析業(yè)稱為靈敏度分析。它是在工作點附近將所有的元件線性化后，計算各元器件參數值變化時對電路性能影響的敏感程度。通過對電路進行靈敏度分析，可以預先知道電路中的各個元件對電路的性能影響的重要程度。對于那些對電路性能有重要影響的元件，要在電路的生產或元件的選擇時給予特別的關注。（5）仿真步驟1)放置所需元件（包括電源）；2)連接導線；3)設定要執(zhí)行的模擬內容；4）設定Probe；5）執(zhí)行模擬。6）利用Probe觀察模擬結果。第三章DC-DC變換器基本原理3.1DC-DC轉換器系統(tǒng)3.1.1boost型DC-DC轉換器boost型DC-DC轉換器是一種升壓型DC-DC變換電路，輸出電壓大于輸入電壓。VT的占空比Dy必須小于1。輸入電流連續(xù)[2]。圖1boost型DC-DC轉換器boost變換器的參數計算與器件選擇：流過電感L的電流最大值(1)其中為輸入電流，為負載電流，為占空比，為開關頻率。開關管VT和續(xù)流二極管D承受的最大電壓為。開關管VT和續(xù)流二極管D的電壓定額為aaa(2)開關管VT和續(xù)流二極管D的電流定額為(3)濾波電感的計算，由(4)得濾波電感量為(5)濾波電容的計算，如果輸出電壓脈動很小，則輸出脈動電壓由下式決定：(6)濾波電容量為(7)3.1.2buck型DC-DC轉換器buck型DC-DC轉換器是一種降壓型DC-DC變換電路，輸出電壓小于或等于輸入電壓。輸入電流斷續(xù)。圖2buck型DC-DC轉換器buck變換器的參數計算與器件選擇：流過電感L的電流最大值(8)其中為負載電阻，為負載電流，為占空比，為開關周期。開關管VT和續(xù)流二極管D承受的最大電壓為。開關管VT和續(xù)流二極管D的電壓定額為(9)開關管VT和續(xù)流二極管VD的電流定額為aaa(10)濾波電感的計算，由(11)得濾波電感量為(12)當=0.5時，L最大。濾波電容的計算，電容C在一個開關周期內的充電電荷為(13)輸出脈動電壓為(14)濾波電容量為(15)3.1.3buck/boost型DC-DC轉換器Buck/Boost型是一種升降壓型DC-DC變換電路，輸出電壓大于或小于輸入電壓。輸出電壓極性和輸入電壓極性相反。輸入電流斷續(xù)[3]。圖3buck/boost型轉換器功率開關管Vt導通時，隔離二極管D因承受反向偏壓而關斷。輸入電源電壓Uin加在貯能電感L兩端，電感電流為(16)功率開關管導通結束（t=ton）時，流過電感中的電流達到最大值，即aaa(17)功率開關管關斷時，電感兩端產生反向電壓，即下端為正，上端為負。隔離二極管D因承受正向電壓而導通，忽略D的正向電壓降，電感兩端的電壓即為輸出電壓Uo，即(18)功率開關管關斷期間，電感L中的貯能通過負載電阻RL和濾波電容C釋放，iL由最大值開始下降：(19)當VT關斷結束（t=ton+toff）時，電感電流下降到最小值，即(20)將電感電流的最小值代入表達式中，可得(21)由上式可見，當占空比大于0.5時，輸出電壓高于輸入電壓；當占空比小于0.5時，輸出電壓低于輸入電壓，因此，該電路稱為升壓/降壓型DC-DC轉換器[4]。3.1.4電源控制技術（1）PWM控制PWM控制就是對脈沖的寬度進行調制的技術。即通過對一系列脈沖的寬度進行調制來等效地獲得所需要波形(含形狀和幅值)。在采樣控制理論中有一條重要的結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在慣性環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同，沖量即窄脈沖的面積。效果基本相同是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。上述原理稱為面積等效原理。以正弦PWM控制為例。把正弦半波分成N等分，就可把其看成是N個彼此相連的脈沖列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于

N，但幅值不等且脈沖頂部不是水平直線而是曲線，各脈沖幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖列利用相同數量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應的正弦波部分面積(沖量)相等，就得到PWM波形。各PWM脈沖的幅值相等而寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形?？梢?，所得到的PWM波形和期望得到的正弦波等效。aaa（2）PFM控制PFM是一種脈沖調制技術，調制信號的頻率隨輸入信號幅值而變化，其占空比不變。由于調制信號通常為頻率變化的方波信號，因此，PFM也叫做方波FM，PWM是頻率的寬和窄的變化,PFM是頻率的有和無的變化,PWM是利用波脈沖寬度控制輸出,PFM是利用脈沖的有無控制輸出.其中PWM是目前應用在開關電源中最為廣泛的一種控制方式，它的特點是噪音低、滿負載時效率高且能工作在連續(xù)導電模式，現在市場上有多款性能好、價格低的PWM集成芯片，如UCl842／2842／3842、TDAl6846、TL494、SGl525／2525／3525等；PFM具有靜態(tài)功耗小的優(yōu)點，但它沒有限流的功能也不能工作于連續(xù)導電方式，具有PFM功能的集成芯片有MAX641、TL497等；其基本工作原理就是當輸出電壓Vo升高時，控制器輸出信號的脈沖寬度不變而周期變長，使占空比減小，Vo降低。最近幾年PFM控制方式在開關電源中使用日益增多，具有以下優(yōu)點：在輕負載下效率很高，工作頻率高，頻率特性好，電壓調整率高。存在以下缺點：負載調整范圍窄，濾波成本高[5]。（3）PWM/PFM控制對于額定功率時工作在PWM模式的開關電源，也可以通過切換至PFM模式提高待機效率，即固定開通時間，調節(jié)關斷時間，負載越低，關斷時間越長，工作頻率也越低。將待機信號加在其PW/引腳上，在額定負載條件下，該引腳為高電平，電路工作在PWM模式，當負載低于某個閾值時，該引腳被拉為低電平，電路工作在PFM模式。實現PWM和PFM的切換，也就提高了輕載和待機狀態(tài)時的電源效率。通過降低時鐘頻率和切換工作模式實現降低待機工作頻率，提高待機效率，可保持控制器一直在運作，在整個負載范圍中，輸出都能被妥善的調節(jié)。即使負載從零激增至滿負載的情況下，能夠快速反應，反之亦然。輸出電壓降和過沖值都保持在允許范圍內[7]。aaa（4）PSM控制PSM調制方式是開關電源中一種新的控制方式，稱為脈沖跨周調制。將負載端反饋信號轉換為數字電平，在時鐘上升沿檢測該反饋信號電平決定是否在該時鐘周期內工作，調節(jié)開關管的導通時間，從而穩(wěn)定輸出電壓。其工作波為圖4PSM工作波形目前PSM控制方式已經用于開關電源，具有以下優(yōu)點：在負載較輕時率很高，工作頻率高，頻率特性好，功率管開關次數少，適用于小功率電源管理IC。存在如下缺點：輸出紋波大，輸入電壓調整能力弱[6]。3.2軟開關技術開關分為軟開關和硬開關，其中硬開關的特點為：開關過程中電壓、電流均不為零，出現了重疊，有顯著的開關損耗。電壓和電流變化的速度很快，波形出現了明顯的過沖，從而產生了開關噪聲。如圖開關損耗與開關頻率之間呈線性關系，因此當硬電路的工作頻率不太高時，開關損耗占總損耗的比例并不大，但隨著開關頻率的提高，開關損耗就越來越顯著。硬開關電路及其導通與關斷過程波形圖如圖5至圖8所示[7]。aaa圖5硬開關降壓型電路圖圖6硬開關降壓型理想化波形totouipouituuiiPo圖7硬開關關斷過程aaa圖8硬開關開通過程對應的軟開關電路圖如圖9所示。圖9軟開關降壓型電路圖其特點：軟開關電路中增加了諧振電感Lr和諧振電容Cr，與濾波電感L、電容C相比，Lr和Cr的值小得多，同時開關S增加了反并聯(lián)二極管，而硬開關電路中不需要這個二極管。降壓型零電壓開關準諧振電路中，在開關過程前后引入諧振，使開關開通前電壓先降到零，關斷前電流先降到零，消除了開關過程中電壓、電流的重疊，從而大大減小甚至消除開關損耗，同時，諧振過程限制了開關過程中電壓和電流的變化率，這使得開關噪聲也顯著減小。其電壓、電流波形圖如圖10至圖12所示[8]。aaa圖10理想化波形uiouioittou圖11軟開關關斷過程圖12軟開關開通過程aaa3.2.1準諧振電路（1）零電壓準諧振在基本Buck變換器電路中加入Lr、Cr，變成并聯(lián)電容型零電壓開關，構成零電壓型準諧振Buck變換器，如下圖所示。圖13零電壓型準諧振Buck變換電路零電壓型準諧振Buck變換器也可分為六個工作階段，如圖14所示。圖14零電壓準諧振工作波形圖選擇開關VT1的關斷時刻為起始點。t0之前，開關管Q1處于導通狀態(tài)，二極管D處于截止狀態(tài)，Cr上的電壓UCr=0，流過Lr的電流為輸出電流Io。t0-t1階段，開關管VT1在t0時刻關斷，輸出電流Io流過電容Cr，對Cr充電，Craaa兩端的電壓VCr線性上升，二極管D還是處于截止狀態(tài)，D兩端的電壓UD下降。當VCr上升到輸入電壓Uin時，二極管D兩端的電壓UD下降到零，D導通，這個階段結束。t1-t2階段，t1時刻VCr=Uin，UD=0，二極管D導通，電感Lr和電容Cr開始諧振，開關管VT1上的電壓UCr為正弦波，UCr上升，iLr下降。當UCr諧振到峰值，iLr下降到零，這個階段結束。t2-t3階段，t2時刻，iLr=0，LrCr繼續(xù)諧振，iLr改變方向，UCr下降，當UCr=Vin時，iLr達到反向諧振峰值，這個階段結束。t3-t4階段，t3時刻以后，UCr繼續(xù)下降，iLr反向減小，直到UCr=0，這個階段結束。t4-t5階段，UCr箝位在零，Q1的反并聯(lián)二極管VD導通，iLr反向線性減小，直到iLr=0，這個階段結束。這個階段Q1在零電壓導通。t5-t6階段，Q1已導通，iLr線性上升，直到t6時刻，iLr=Io，D關斷。一個周期結束。調節(jié)這個時間段長度可調節(jié)輸出電壓，這種調節(jié)方式也是調節(jié)開關周期實現調壓，不過是Q1的關斷時間固定，不能小于t0-t4時間段[9]。（2）零電流準諧振在基本Buck變換器電路中加入Lr、Cr，變成串聯(lián)電感型零電流開關，構成零電流型準諧振Buck變換器，如圖15所示。在分析過程中，假定電感Lf很大，輸出電流為恒電流Io。其工作波形如圖16所示。圖15零電流型準諧振Buck變換電路aaa圖16零電流型準諧振工作波形圖t0-t1階段，開關管Q1在t0時刻導通，由于電感Lr的作用，Q1在零電流下導通。由于iLr<Io，iLr在Vin的作用下線性上升。t1時刻，iLr上升到輸出電流Io，這個階段結束。t1-t2階段，t1時刻，iLr上升到輸出電流Io，二極管D截止，電感Lr和電容Cr開始諧振，通過開關管Q1上的電流iLr近似為正弦波，加在二極管VD上的電壓和諧振電容上的電壓一樣，也是正弦波，其峰值達到兩倍的輸入電壓。iLr上升后下降，ta時刻，iLr下降到零后，iLr通過Q1的反并聯(lián)二極管VD繼續(xù)向反方向諧振，并將能量反饋給輸入電源。tb時刻當iLr再次諧振回到零，這個階段結束。在ta到tb時間段內，VT1是以零電流關斷。t2-t3階段，在這一個時間段，開關管Q1已斷開，二極管D還處于截止狀態(tài)，輸出電流Io通過Cr流通，電容Cf處于線性放電狀態(tài)。t3-t4階段，t3時刻Cr上的電壓為零，二極管D導通，輸出電流Io通過二極管D續(xù)流，電容電壓被箝位在零，這時有：iLr=0。VCr=0。這個時間段長度取決于開關周期。調節(jié)這個時間段長度可調節(jié)輸出電壓，這種調節(jié)方式是調節(jié)開關周期實現調壓，也就是調頻調壓。Q1的導通時間固定，不能小于t0-ta時間段。3.2.2零開關PWM零開關PWM轉換器可分為零電壓開關PWM轉換器和零電流開關PWM轉換器[10]。該類轉換器是在準諧振轉換器的基礎上，加入一個輔助開關管，來控制諧振元件的諧振過程，實現恒定頻率控制，即實現PWM控制。與準諧振轉換器不同的是，諧振元件的諧振工作時間與開關周期相比很短，一般為開關周期的1/10~1/5。aaa零電壓開關PWM：下圖為零電壓開關PWM電路圖圖17零電壓開關PWM其中，VT1為主開關管，VT2為輔助開關管，Lr與Cr分別為諧振電感與諧振電容。下圖為該轉換器在一個PWM周期內的工作波形：圖18零電壓PWM一個周期工作波形圖ZVSPWM轉換器可以實現恒頻控制的ZVS，而且電流應力小，但電壓應力較大。由于電感串聯(lián)在主回路中，實現ZVS的條件與電源電壓及負載的變化有關。零電流開關PWM：下圖為零電流PWM轉換器電路圖aaa圖19零電流PWM轉換器其中，VT1為主開關管，VT2為輔助開關管，VDT1和VDT2分別為與主開關管與輔助開關管反并聯(lián)的場效應管的體內二極管，Lr與Cr分別為諧振電感與諧振電容。下圖為該轉換器在一個PWM周期內的工作波形：圖20零電流PWM一個周期工作波形圖Buck型ZCS-PWM電路的最大優(yōu)點是實現了恒頻控制的ZCS工作方式，且主開關管與輔助開關管的電壓應力小，在一個周期內承受的最大電壓為電源電壓，但續(xù)流二極管承受的電壓應力較大，最大時為兩倍的電源電壓，而且由于諧振電感在主電路中，使得實現ZCS的條件與電源電壓和負載變化有關[11]。aaa3.3變換器開關管驅動電路3.3.1驅動電路要求直流開關電源由于體積小、重量輕、效率高等優(yōu)點,應用已越來越普及。MOSFET由于開關速度快、易并聯(lián)、所需驅動功率低等優(yōu)點已成為開關電源最常用的功率開關器件之一。而驅動電路的好壞直接影響開關電源工作的可靠性及性能指標。一個好的MOSFET驅動電路的要求是：

（1）開關管開通瞬時,驅動電路應能提供足夠大的充電電流使MOSFET柵源極間電壓迅速上升到所需值,保證開關管能快速開通且不存在上升沿的高頻振蕩;

（2）開關管導通期間驅動電路能保證MOSFET柵源極間電壓保持穩(wěn)定使可靠導通;

（3）關斷瞬間驅動電路能提供一個盡可能低阻抗的通路供MOSFET柵源極間電容電壓的快速泄放,保證開關管能快速關斷;

（4）關斷期間驅動電路最好能提供一定的負電壓避免受到干擾產生誤導通;（5）另外要求驅動電路結構簡單可靠,損耗小,最好有隔離[12]。3.3.2幾種MOSFET驅動電路介紹及分析

(1)不隔離的互補驅動電路(a)(a)aaa(b)(b)(a)簡單的小功率驅動電路（b）開關速度要求較高的驅動電路圖21常用的不隔離的互補驅動電路

圖21（a）為常用的小功率驅動電路,簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關設備。圖21(b)所示驅動電路開關速度很快,驅動能力強,為防止倆個MOSFET管直通,通常串接一個0.5～1Ω小電阻用于限流,該電路適用于不要求隔離的中功率開關設備。這兩種電路結構特簡單[13]。

功率MOSFET屬于電壓型控制器件,只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閾值電壓就會導通。由于MOSFET存在結電容,關斷時其漏源兩端電壓的突然上升將會通過結電容在柵源兩端產生干擾電壓。常用的互補驅動電路的關斷回路阻抗小,關斷速度較快,但它不能提供負壓,故其抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性,可在此種驅動電路的基礎上增加一級由V1、V2、R組成的電路,產生一個負壓,電路原理圖如圖22(a)所示。(a)(a)aaa(b)(b)(a)雙電源互補驅動（b）單電源互補驅動圖22提供負壓的互補驅動當V1導通時,V2關斷,兩個MOSFET中的上管的柵、源極放電,下管的柵、源極充電,即上管關斷、下管導通,則被驅動的功率管關斷;反之V1關斷時,V2導通,上管導通,下管關斷,使驅動的管子導通。因為上下兩個管子的柵、源極通過不同的回路棄、放電,包含有V2的回路由于V2會不斷退出飽和直至關斷,對于S1而言導通比關斷要慢,對于S2而言導通比關斷要快,而兩管發(fā)熱程度也不完全一樣,S1比S2要嚴重。

該驅動電路的缺點是需要雙電源,且由于R的取值不能過大,否則會使V1深度飽和,影響關斷速度,所以R上會有一定的損耗。

還有一種與其相類似的電路如圖22(b)所示,改進之處在于它只需要單電源。其產生的負壓由5.2V的穩(wěn)壓管提供。同時PNP管換成NPN管。在該電路中的兩個MOSFET中,上管的發(fā)熱情況要比下管較輕,其工作原理同上面分析的驅動電路(2)隔離的驅動電路(a)(a)aaa(b)(b)（a）正激式驅動電路（b）等值電路

圖23正激式驅動電路（a）（a）（b）（b）（a）去磁繞組導通（b）去磁繞組不導通圖24正激式驅動電路工作波形正激式驅動電路

電路原理圖如圖23(a)所示,N3為去磁繞組,S2為所驅動的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因變壓器漏感較小,且從速度方面考慮,一般R2較小,故在分析中忽略不計。

其工作波形分為兩種情況,一種為去磁繞組導通的情況,見圖24（a）;一種為去磁繞組不導通的情況,見圖24(b)。

等值電路圖如圖23(b)所示,脈沖變壓器的副邊并聯(lián)aaa—電阻R1,它做為正激式變換器的假負載,用于消除關斷期間輸出電壓發(fā)生振蕩而誤導通,見圖25[14]。圖25正激式驅動不加負載時的實驗波形同時它還可作為功率MOSFET關斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與被驅動的S2柵源極等效輸入電容的大小、S1的驅動信號的速度以及S1所能提供的電流大小有關。由仿真及分析可知,占空比D越小、R1越大、L越大,磁化電流越小,U1值越小,關斷速度越慢。

該電路具有以下優(yōu)點：①電路結構簡單可靠,實現了隔離驅動。②只需單電源即可提供導通時正、關斷時負壓。③占空比固定時,通過合理的參數設計,此驅動電路也具有較快的開關速度。該電路存在的缺點：一是由于隔離變壓器副邊需要一個假負載防震蕩,故該電路損耗較大;二是當占空比變化時關斷速度變化加大。脈寬較窄時,由于是貯存的能量減少導致MOSFET柵極的關斷速度變慢。表1為不同占空比時關斷時間toff（驅動電壓從10伏下降到0伏的時間）內變化情況。

表1不同占空比時toff的變化情況占空比0.30.370.45toff(微秒）aaa（a）（a）(b)(b)（a）D<0.5（b）D>0.5圖26有隔離變壓器的互補驅動b.有隔離變壓器的互補驅動電路

如圖26(a)所示,V1、V2為互補工作,電容C起隔離直流的作用,T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。占空比D<0.5,導通時隔離變壓器上的電壓為(1－D)Ui、關斷時為DUi,若主功率管S可靠導通電壓為12V,則隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/(1－D)/Ui。為保證導通期間GS電壓穩(wěn)定C值可稍取大些。實驗波形見圖27(a)。該電路具有以下優(yōu)點：

①電路結構較簡單可靠,具有電氣隔離作用。當脈寬變化時,驅動的關斷能力不會隨著變化。

②該電路只需一個電源,即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓,從而加速了功率管的關斷,且有較高的抗干擾能力。aaa（a）（a）(b)(b)（a）D<0.5(b)D>0.5

圖27有隔離變壓器的互補驅動的實驗波形但該電路所存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時,負向電壓小,該電路的抗干擾性變差,且正向電壓較高,應該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅動電壓正向電壓小于其負向電壓,此時應該注意使其負電壓值不超過MOSFET柵極的允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場合。

圖26(b)為占空比大于0.5時適用的驅動電路,其中Z2為穩(wěn)壓二極管,此時副邊繞組負電壓值較大,Z2的穩(wěn)壓值為所需的負向電壓值,超過部分電壓降在電容C2上,其實驗波形見圖27(b)[15]。

aaa變換器開機問題解決方法研究4.1預偏置時DC變換器出現的反向電流問題隨著電子技術、計算機技術和信息技術的飛速發(fā)展，低壓、大電流的DSP、微處理器等大規(guī)模集成芯片越來越多的應用到各個系統(tǒng)的設計中，導致：1、能大大提高DC/DC開關電源的效率和熱性能的同步整流器已經廣泛的應用到各種DC/DC開關電源中。2.系統(tǒng)必須有不同的電壓同時供電，使電路在有預偏置時由于同步整流的存在，產生輸出啟動波形不單調、重新啟動或甚至損壞模塊的現象。在直流-直流變換器領域，普遍采用同步整流技術，但是采用同步整流技術的直流-直流變換器中的能量能夠雙向流動，比如buck變換器，當輸出電壓大于輸入電壓與占空比的乘積時，電流將會由輸出端流向輸入端，如果把buck變換器的輸入端看做輸出端，而把輸出端看做輸入端，此時，buck變換器實際上是一個boost變換器。電流反向流動的現象普遍存在，在實際應用中可能造成問題，尤其是變換器在預偏置的情況下開機時，即在變換器輸出端已經存在一定電壓的情況下開機時，反向電流可能會非常大，因為在大部分變換器中，為了獲得平滑的啟動效果，會設置軟啟動電路，使變換器開機后變換器內驅動電壓的占空比逐漸增大，所以在變換器剛開機時驅動電壓的占空比很小，此時就會產生反向電流，在驅動電壓的占空比增大到足以使輸入電壓和輸出電壓達到平衡之前，反向電流會不斷增大，反向電流太大可能會造成變換器的器件應力過大而導致失效，縮短直流-直流變換器的使用壽命。此外，也會造成輸出電壓跌落過大而導致負載電路不能保持正常運行。aaa4.2預偏置時輸出電流理論分析圖28經典BUCK變換器如圖28所示，大部分變換器為了獲得平滑啟動的效果，會設置軟啟動電路，使開機后變換器開關管的驅動電壓占空比從一個很小值逐漸增大[14]。由于Q1和Q2驅動電壓信號相反，啟動階段，在如圖的開關管Q1導通時，輸出電壓約等于輸入電壓，輸入電壓大于預偏置電壓，此時，輸出電流為正向，即圖中IL所示方向。開關管Q1關斷時，偏置電壓可以看做電壓源，此時由于開關管Q2導通，電源通過電感L和開關管Q2放電，電流IL從Q1關斷時刻的電流值開始減小。因為啟動時驅動電壓占空比很小，一個周期內，低電平持續(xù)的時間比高電平持續(xù)的時間多的多，導致一個周期結束，即下一次Q1導通，Q2關斷時，電流IL為負值，然后在Q1導通、Q2關斷整個階段，輸入電壓經過Q1和電感L放電，電流有恢復正向流動的趨勢，IL反向電流減小。但是因為驅動電壓占空比很小，直到Q1導通結束時，電流IL還沒有恢復到正向，此后Q1又關斷，Q2又導通，電流在還沒有恢復到正向的情況下，又開始反向增大。以此類推，輸出電流IL在Q1與Q2的交替導通與關斷中，不斷反向增大，導致啟動結束時，輸出的反向電流很大，理論分析輸出電流IL波形如圖29所示。aaa圖29輸出電流理論波形從圖中可以看出，剛開機階段，電路輸出電流為正，由于占空比較小，正向電流只維持非常短的時間，此后電流會反向流動，并逐漸反向增大，這種情況下，如果不能及時采取措施限制反向電流，極有可能對電路造成很大影響。4.3預偏置開機問題的PSpice軟件模擬buck變換器的PSPICE環(huán)境下的仿真電路如圖30所示。開關管Q1、Q2驅動電壓波形如圖31、圖32所示。圖30PSpice中buck變換器原理圖圖30所示電路中，Q1為變換器主開關管，Q2為續(xù)流開關管，Q1和Q2的驅動脈沖占空比之和為1，L1為輸出電感，流過電感的電流為輸出電流IL。tutu圖31Q1驅動電壓波形aaa如圖31所示，開機時，主開關管驅動脈沖占空比非常小，每個周期內導通時間較短，大部分時間處于關斷狀態(tài)。如圖32所示，續(xù)流開關管Q2的驅動脈沖占空比較大，每個周期內大部分處于導通狀態(tài)。由于預偏置電壓的存在，續(xù)流開關管導通時間很長，導致預偏置電壓通過續(xù)流開關管放電，出現反向電流。tutu圖32Q2驅動電壓波形圖33是PSPICE軟件下BUCK變換器有預偏置電壓時的輸出電流波形，其中IL為流過變換器輸出電感的輸出電流。tILtIL圖33預偏置時buck變換器輸出電流波形由圖中可以看到，初始階段，電流從零逐漸正向增加，很快又減小，直至減至負值-4A左右，此后電流有所上升，但仍反向，之后繼續(xù)反向增大，在350us時，已達到-8A左右。曲線總體趨勢為下降，與圖29所示理論曲線相吻合。4.4預偏置時開機問題解決方案過大的反向電流可能會引起電路中元器件劇烈發(fā)熱，大大縮短直流-直流變換器的使用壽命，燒毀器件和負載設備，造成很大的經濟損失，甚至引起元器件絕緣等功能喪失，造成安全隱患，對工業(yè)、科研生產都會產生不利影響[15]。鑒于以上種種弊端，應設法阻止輸出電流的層層累積效應，以保護電路和設備。在電路中增設脈沖阻止電路，通過脈沖阻止電路檢測到輸出存在反向電流時，阻止直流-直流變換器中的導通驅動脈沖信號傳遞至功能開關管，從而阻止功能開關管的導通，功能開關管為直流-直流變換器中的續(xù)流開關管，阻止了開關管中反向電流不斷增大，將反向電流限制在較小的程度，避免了直流-直流變換器中的器件因應力過大而失效的現象，保護了元器件和設備，延長了直流-直流變換器的使用壽命。其示意圖如圖34所示：aaa直流-直流變換器脈沖阻止電路圖34脈沖阻止電路示意圖4.4.1添加簡單脈沖阻止電路圖35所示電路為添加了簡單脈沖阻止電路的BUCK變換器電路圖。圖35添加脈沖阻止電路后的buck電路其中Q3為阻斷開關管，TX1為電流互感器，一端與阻斷開關管Q3的柵極相連，一端和Q3的源極以及Q2的柵極相連，阻斷開關管Q3的漏極和續(xù)流開關管的驅動導通信號相連，TX1用于檢測Q1中是否存在反向電流，當電流傳感器檢測到電感L中有反向電流時，Q3柵源極反向偏置，Q3關斷，阻止續(xù)流開關管Q2導通的驅動脈沖傳至續(xù)流開關管Q2。由于脈沖阻止電路防止了反向的電感電流IL的逐漸積累，因此buck變換器預偏置條件下開機后的最大反向電流也就被限制在較小的范圍內，如圖36所示。aaaILtILt圖36添加脈沖阻止電路后buck電路的輸出電流波形圖從圖36中可以看到，電路中增加了脈沖阻止電路以后，輸出最大反向電流幅值不超過3A，基本在0A到2.25A左右震蕩，輸出電流逐漸積累變大的趨勢被很好的遏制。4.4.2添加改進的脈沖阻止電路雖然添加簡單脈沖阻止電路可以有效遏制反向電流循環(huán)增大，然而被遏制的輸出電流仍然處在安培級，對于很多負載來說，電流仍然太大，所以在脈沖阻止電路的基礎上，要使輸出電流幅值變小到負載的安全電流。對圖35進行分析可知，阻斷開關管Q3關斷的快慢會直接影響到輸出電流的最大幅值，因此，若使阻斷開關管Q3在TX1檢測到反向電流時能迅速關斷，則輸出反向電流幅值就會很小，以此思路為準，將TX1輸出端均設置電壓放大電路，目的是使TX1檢測到有很小的反向電流時，即有很大的關斷電壓將阻斷開關管Q3迅速關斷，達到減小輸出反向電流的作用，電路原理圖如圖37所示。其中，TX1為電流互感器，用以檢測輸出電流IL，當檢測到輸出電流反向時予以動作處理。在