UPS不間電源說(shuō)明

1、目 錄一、 產(chǎn)品規(guī)格二、 整機(jī)方框圖三、 整機(jī)架構(gòu)說(shuō)明四、 線路說(shuō)明充電器工作原理:CHGR MODULE工作電源產(chǎn)生:PRSY MODULE功率因數(shù)修正:PFCC MODULE風(fēng)扇驅(qū)動(dòng)/偵測(cè):FNDR MODULE直流斬波電路:DCDC MODULE逆變輸出工作:GTDR MODULE控制板主要線路:五、故障燈號(hào)及其意義六、維修注意事項(xiàng)一、 1053NNN 產(chǎn)品規(guī)格容量最大負(fù)載容量1000VA/700W輸入?yún)?shù)市電模式開(kāi)機(jī)范圍122Vac300Vac輸入市電電壓范圍118Vac300Vac（隨負(fù)載量變化）輸入市電頻率范圍40Hz60Hz（可通過(guò)軟件調(diào)節(jié)）輸出參數(shù)輸出電壓2202%Vac正弦波

2、輸出頻率范圍1、與市電同步 （市電模式輸入頻率46Hz54Hz）2、500.2Hz （市電模式輸入頻率40Hz46Hz或 54Hz60Hz， 電池模式）過(guò)載能力市電模式減載運(yùn)行 -30% 140Vac160Vac -50% 120Vac140Vac市電模式 （160VacVin150% 200毫秒后轉(zhuǎn)旁路且過(guò)載Fault市電模式 （120VacVin減載運(yùn)行負(fù)載量后立即轉(zhuǎn)電池模式電池模式1、 112%150% 30秒后過(guò)載Fault2、150% 200毫秒過(guò)載Fault充電能力及電池參數(shù)電池?cái)?shù)量x電壓x容量 3x 12V x 7.0AH (標(biāo)機(jī))電池備用時(shí)間（新電池）6分鐘（標(biāo)機(jī)、滿載）電池充

3、電時(shí)間5小時(shí)（標(biāo)機(jī)充至90%容量）最大充電能力1.0A（標(biāo)機(jī)）、 8.0A（長(zhǎng)效機(jī)）轉(zhuǎn)換時(shí)間市電模式 電池模式0mS旁路 逆變0，負(fù)載呈感性；反之負(fù)載呈容性。 二是電流波形中的諧波含量，諧波含量越大，功率因數(shù)越低。對(duì)于整流性負(fù)載（如許多無(wú)功率因數(shù)校正的開(kāi)關(guān)電源），電壓與電流之間的相位差并不大，而是電流諧波大。另外，電流諧波會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成污染。 Vs Is Id VO IdVS Is Fig.8 整流性負(fù)載原理圖 Fig.9 整流性負(fù)載電壓電流波形 可以看出，市電經(jīng)全波整流后，電壓、電流波形如Fig.8所示。二極管只有在輸入電壓高于輸出電壓時(shí)才會(huì)導(dǎo)通。在此導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)，輸入電流必須供應(yīng)半周所需的能量

4、，因此其波形呈現(xiàn)高尖特性，這樣的電流波形不僅含有大量的低次諧波，而且功率因數(shù)也只達(dá)0.50.7左右。 2)、功率因數(shù)修正所謂功率因數(shù)校正，就是改善電流波形，使其形狀盡量與電壓波形一致，這樣負(fù)載呈現(xiàn)出電阻性負(fù)載的特性，功率因數(shù)將接近于1。故在整流后加入一級(jí)DC/DC的功率因數(shù)校正器（PFC），借由主動(dòng)開(kāi)關(guān)的動(dòng)作將輸入電流修正為與電壓波形相似的正弦波，以達(dá)到提高功率因數(shù)目的。對(duì)于改善功率因數(shù)，采用升壓式電路有不少優(yōu)勢(shì)。下面先介紹其工作原理。 A、升壓式電路的工作原理 Fig.10 升壓式電路原理圖如Fig.10所示，當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，二極管D1截止，電感L1處于充電狀態(tài)，在輸入電壓Vin的作用下L1的

5、電流線性上升，輸入的電能轉(zhuǎn)換成磁能儲(chǔ)存在電感線圈中，負(fù)載靠濾波電容C1提供能量。當(dāng)Q1截止時(shí)，由于電感電流不能突變，因此L1產(chǎn)生極性為右正左負(fù)的感應(yīng)電勢(shì)，該感應(yīng)電勢(shì)試圖阻止電感電流的衰減。此時(shí)D1導(dǎo)通，電感L1把上一時(shí)間段儲(chǔ)存的磁能通過(guò)D1一方面?zhèn)鬟f到C1，給C1充電，另一方面提供給負(fù)載。所以，只要通過(guò)調(diào)整開(kāi)關(guān)S的導(dǎo)通與截止時(shí)間，就能控制負(fù)載兩端的電壓。并且由于電感電流不能突變，可以比較容易地控制電感電流（輸入電流）的波形。 B、功率因數(shù)校正的實(shí)現(xiàn)1053NNN功率因數(shù)校正的實(shí)現(xiàn)是UC3843的控制下(PFCC MODULE)的升壓式電路來(lái)完成的。功率因數(shù)校正專用芯片如UC3854，為使電流波

6、形跟隨電壓波形，須采樣BUS電壓信號(hào)、輸入電流標(biāo)準(zhǔn)波形信號(hào)、輸入電壓有效值和輸入實(shí)際電流信號(hào)，然后做相應(yīng)的運(yùn)算，才能通過(guò)對(duì)其輸出脈沖脈寬的調(diào)節(jié)來(lái)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定BUS電壓和改善電流波形的目的。在UC3843采用了斜路補(bǔ)償電路,只須采樣BUS電壓信號(hào)和電流信號(hào)，對(duì)功率因數(shù)的改善能取得良好的效果.UC3843不是專門的功率因數(shù)校正器，但是可以用其實(shí)現(xiàn)峰值電流模式的控制。峰值電流控制與平均電流控制最大的區(qū)別在于：用電流比較器取代電流誤差放大器，因此占空比的變化范圍很寬，為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性需要加上斜率補(bǔ)償環(huán)節(jié)。而3843就是借用斜率補(bǔ)償?shù)母拍?，?shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。斜率補(bǔ)償?shù)母拍睿╯lope compen

7、sation）需要進(jìn)行斜率補(bǔ)償?shù)娜齻€(gè)條件：D50%、電感電流連續(xù)、峰值電流控制。未加斜率補(bǔ)償加入斜率補(bǔ)償從圖中可以看出：未加斜率補(bǔ)償，當(dāng)電流有輕微擾動(dòng)且D0.5時(shí)，該擾動(dòng)信號(hào)會(huì)得到放大，對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響。所以需要加入斜率補(bǔ)償，使D0.5時(shí)，電流信號(hào)的擾動(dòng)也無(wú)法得到放大。UC3843的采樣信號(hào)為：BUS電壓（BUS.VFB）、輸入電流（實(shí)際為開(kāi)關(guān)管電流Ia）控制機(jī)理為：BUS.VFB信號(hào)送至VA的反相輸入端（VFB），VA的同相輸入為內(nèi)部基準(zhǔn)2.5V，VA的輸出為電流比較器的基準(zhǔn)信號(hào)，送至比較器的反相輸入端，輸入電流采樣信號(hào)送至比較器的同相端。比較器的輸出送至觸發(fā)器，控制開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通與關(guān)斷

8、。斜率補(bǔ)償示意圖根據(jù)疊加原理，斜率補(bǔ)償后3腳（ISENSE）的輸入信號(hào)為：VisIaRsR1/（R1+R2）+VcR2/（R1+R2）加入斜率補(bǔ)償后的控制示意圖從調(diào)節(jié)規(guī)律中可以看出，Ia的變化朝著正弦的方向發(fā)展，其包絡(luò)線近似為正弦信號(hào)。假設(shè)電壓誤差放大器的輸出為一定值，即為鉗位電壓1V時(shí)，存在如下等式：IaRsR1/（R1+R2）+VcR2/（R1+R2）D=1V由于Boost電路滿足關(guān)系式：VoutVin/（1D），代入上式可得：IaRsR1/（R1+R2）+VcR2/（R1+R2）（VoutVin）/Vout=1VIaRsR1/（R1+R2）1VVcR2/（R1+R2）（VoutVin）/

9、VoutIaRsR1/（R1+R2）1VVcR2/（R1+R2）VcR2/（R1+R2）Vin/Vout從上式可以看出，加入斜率補(bǔ)償后，Ia的表達(dá)式中包含有Vin信號(hào)，Vin為輸入電壓整流后信號(hào)。說(shuō)明進(jìn)行斜率補(bǔ)償后，Ia信號(hào)也近似為正弦整流后的信號(hào)。所以，通過(guò)調(diào)節(jié)斜率補(bǔ)償所占的比例，就可以改變Ia波形的正弦度。根據(jù)Boost電路的工作原理可知：開(kāi)關(guān)管on，電感電流上升，Ldi/dtVin，則m1Vin/L；開(kāi)關(guān)管off，電感電流下降，Ldi/dtVoutVin，則m2= （VoutVin）/L電感電流上升/下降的斜率隨著輸入/輸出電壓的變化而變化，因此斜率補(bǔ)償?shù)男甭实倪x取比較困難。以上分析基于

10、VA的輸出為定值，但在實(shí)際調(diào)節(jié)中VA的輸出是變化的值，所以電壓誤差放大器的控制環(huán)節(jié)也會(huì)影響到Ia的正弦度。通過(guò)對(duì)UC3843調(diào)節(jié)過(guò)程的了解可以知道，實(shí)際上用UC3843實(shí)現(xiàn)PFC，并不是傳統(tǒng)意義上的功率因數(shù)校正，而只是用斜率補(bǔ)償來(lái)近似逼近輸入電流的正弦變化規(guī)律。4.FAN 的控制風(fēng)扇控制模塊的功能：根據(jù)負(fù)載大小，實(shí)現(xiàn)風(fēng)扇的四段轉(zhuǎn)速控制：LOAD70%FANSPD DUTY=1LOAD50%FANSPD DUTY=0.67LOAD25%FANSPD DUTY=0.34LOAD25%FANSPD DUTY=0提供FANCLK SIGNAL信號(hào)，供CPU偵測(cè)風(fēng)扇轉(zhuǎn)速。風(fēng)扇控制原理圖其中，F(xiàn)ANSPD

11、：風(fēng)扇轉(zhuǎn)速控制信號(hào)；FANCLK：風(fēng)扇轉(zhuǎn)速偵測(cè)信號(hào)。1)、風(fēng)扇轉(zhuǎn)速的調(diào)節(jié)分析FANSPD信號(hào)與風(fēng)扇轉(zhuǎn)速的關(guān)系：LOAD25% FANSPD DUTY=0.34，風(fēng)扇兩端的平均電壓為：12V-3.3（1-0.34）=12V-2.178V=9.822V；LOAD50% FANSPD DUTY=0.67，風(fēng)扇兩端的平均電壓為：12V-3.3（1-0.67）=12V-1.089V=10.911V；LOAD70%FANSPD DUTY=1，風(fēng)扇兩端的平均電壓為：12V。可見(jiàn)，F(xiàn)ANSPD DUTY的大小控制了風(fēng)扇的轉(zhuǎn)速，即DUTY打的越大風(fēng)扇的轉(zhuǎn)速越快。2)、風(fēng)扇狀態(tài)的偵測(cè)CH1：D=0風(fēng)扇旋轉(zhuǎn)時(shí)分壓電

12、阻上的電壓波形；CH2：FANCLK信號(hào)從波形可以看到，當(dāng)風(fēng)扇旋轉(zhuǎn)時(shí)，其兩端的電壓是變化的，在某一位置上風(fēng)扇上的電壓近似為12V，所以分壓電阻上的電壓近似為零（由于電阻兩端并聯(lián)有一3.3V的穩(wěn)壓管，高于3.3V的電壓被鉗位于3.3V）。因此，通過(guò)偵測(cè)FANCLK信號(hào)可以判斷風(fēng)扇的狀態(tài)。 5、 直流斬波電路 1)、推挽式轉(zhuǎn)換器工作原理 Fig.12 推挽式轉(zhuǎn)換器工作原理推挽式轉(zhuǎn)換器控制模組是DCDC MODULE,模組的PWM芯片是3525.轉(zhuǎn)換器在一個(gè)周期內(nèi)Q1、Q2各導(dǎo)通一次，在每一個(gè)半周會(huì)將功率傳至負(fù)載。一個(gè)完整的周期如下：1、Q1導(dǎo)通時(shí)，根據(jù)變壓器TX的同名端，可知D1反偏而截止，D2正

13、偏而導(dǎo)通且向電容C1充電和給負(fù)載提供能量。2、Q1、Q2同時(shí)截止時(shí)，D1、D2也截止，由電容C1向負(fù)載供電。3、Q2導(dǎo)通時(shí)，D1導(dǎo)通且向C1充電和給負(fù)載提供能量，D2截止。4、Q1、Q2同時(shí)截止。 2)、BUS電壓軟啟動(dòng)（BUS VOLTAGE SOFTSATRT）直流斬波部分的控制模組的芯片UC3525可在硬件上實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)，但軟啟動(dòng)時(shí)間若設(shè)置太長(zhǎng)，則影響UPS從市電模式轉(zhuǎn)為電池模式時(shí)BUS電壓的穩(wěn)定，故1053NNN采用軟件實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)。BUS電壓的反饋信號(hào)并不直接送給UC3525，而是CPU通過(guò)采樣BUS反饋信號(hào)，在做相應(yīng)的計(jì)算，輸出BUS.VFB（CPU發(fā)出脈寬可調(diào)的脈沖，經(jīng)濾波電路后得到

14、BUS.VFB）信號(hào)給UC3525來(lái)調(diào)節(jié)BUS電壓。當(dāng)BUS電壓軟啟動(dòng)剛開(kāi)始時(shí)，BUS電壓很低甚至為零。但CPU提高BUS.VFB信號(hào)的幅值，以免UC3525發(fā)出的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)太大而使電池電流過(guò)大損壞硬件。此外，1053NNN不能用輸入的市電來(lái)實(shí)現(xiàn)BUS電壓軟啟動(dòng)。原因是輸入繼電器的閉合與斷開(kāi)都需要毫秒級(jí)的時(shí)間，故不能向?qū)CR那樣控制其開(kāi)通的導(dǎo)通角，并在下半周關(guān)斷達(dá)到BUS電壓軟啟動(dòng)。若不進(jìn)行BUS電壓軟啟動(dòng)就打開(kāi)輸入繼電器，整流升壓部分的電感（L9）在低頻下很快因飽和而呈短路狀態(tài)，這時(shí)輸入市電經(jīng)整流橋后直接向BUS電容充電。由電路理論可知，電容在剛開(kāi)始充電時(shí)電阻很小，使得市電電流達(dá)100

15、多安，會(huì)燒掉市電保險(xiǎn)等元件。所以，當(dāng)由正常的市電輸入且須升BUS電壓時(shí)，先讓直流斬波部分實(shí)現(xiàn)BUS電壓軟啟動(dòng)。 6、 逆變器工作 Fig.13 逆變部分原理圖1053NNN的逆變部分采用半橋式結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)，工作于連續(xù)電流模式。其驅(qū)動(dòng)信號(hào)是軟硬件結(jié)合產(chǎn)生的，輸入是BUS電壓（空載時(shí)約350V），輸出是220Vac。一個(gè)周期的工作如下（假設(shè)處于逆變輸出正半周）：a、 Q13導(dǎo)通，Q12關(guān)斷，L1左端電壓接近+BUS電壓，IL1上升，電感在儲(chǔ)能。b、 Q13、Q12同時(shí)關(guān)斷，由于電感電流不能突變，Q12的續(xù)流管導(dǎo)通，L1左端電壓接近-BUS電壓，IL1下降，電感能量轉(zhuǎn)移給負(fù)載。c、 Q13關(guān)斷，Q12

16、導(dǎo)通，因?yàn)樘幱谀孀冎芷谡胫?，IL10, Q12的續(xù)流管繼續(xù)導(dǎo)通，L1左端電壓接近-BUS電壓，IL1下降，電感放出能量。d、 與第b步相同。值得一提的是，雖然在一個(gè)周期內(nèi)Q12、Q13可能會(huì)交替導(dǎo)通（也可以只有其中一個(gè)導(dǎo)通），但其脈寬不一樣。當(dāng)逆變處于正半周時(shí)，Q13導(dǎo)通時(shí)間比Q12長(zhǎng)。經(jīng)L、C濾波后，可得逆變正弦波的上半周。單逆變處于負(fù)半周時(shí)與正半周類似。由于Q12、Q13同時(shí)導(dǎo)通時(shí)會(huì)將BUS電壓短路，故在兩者交替導(dǎo)通時(shí)須有一定的死區(qū)時(shí)間（即都不導(dǎo)通）。 7、 控制板線路說(shuō)明 1)、過(guò)零偵測(cè)電路市電與逆變采用相同過(guò)零偵測(cè)電路，在此以市電過(guò)零偵測(cè)電路為例。Fig.14 是一典型的施密特過(guò)零比

17、較器，Vin是市電電壓經(jīng)一比例放大器衰減后的正弦信號(hào)，R147和R148的組成施密特環(huán)節(jié)，可以防止市電波形較差時(shí)在正弦波過(guò)零有振蕩（如接發(fā)電機(jī)）而產(chǎn)生的誤動(dòng)作。加入D27的目的是防止送給CPU的信號(hào)變負(fù)電壓。 2)、幅值偵測(cè)電路市電與逆變也采用相同的幅值偵測(cè)電路，在此以市電幅值偵測(cè)電路為例。Fig.14 市電過(guò)零偵測(cè)電路Fig.15 市電幅值偵測(cè)電路從Fig.15可以看出，市電幅值偵測(cè)采用由運(yùn)算放大器構(gòu)成的全波整流電路。Vin是市電電壓經(jīng)一比例放大器衰減后的正弦信號(hào)，當(dāng)Vin為正時(shí)，圖中U22的8腳輸出為負(fù)值，D25截止，運(yùn)算放大器不起作用。由于CPU A/D轉(zhuǎn)換輸入口的輸入阻抗極大，故相當(dāng)于

18、把Vin的正半周直接送給CPU；當(dāng)Vin為負(fù)時(shí)，U22的8腳輸出為正值，D25導(dǎo)通，由于R210=R145，故把Vin的負(fù)半周反向后送給CPU，從而達(dá)到全波整流之目的。3)、INVERTER 參考波產(chǎn)生電路CPU偵測(cè)逆變電壓的零點(diǎn)、頻率和幅值，且若需要對(duì)市電進(jìn)行鎖相，還偵測(cè)市電電壓的零點(diǎn)、頻率，然后CPU根據(jù)偵測(cè)到的信號(hào)輸出頻率和脈寬可變的6.4MHz的SINE.PWM信號(hào)。逆變參考正弦波產(chǎn)生電路是一3階帶通濾波器，其輸出參考正弦波是頻率和幅值可調(diào)的正弦波（頻率在50Hz附近變動(dòng)）。SINE.PWM信號(hào)的頻率決定參考正弦波的頻率，SINE.PWM信號(hào)的脈寬決定其幅值。故CPU可通過(guò)對(duì)SINE.

19、PWM的調(diào)整來(lái)達(dá)到控制逆變輸出的目的。 Fig.16 逆變參考正弦波產(chǎn)生電路4)、INV反饋與參考正弦波的誤差產(chǎn)生電路 Fig.17 INV反饋與參考正弦波的誤差產(chǎn)生電路圖中INV是逆變電壓，L.C+1是逆變電流經(jīng)CT的反饋信號(hào)，SINE-PWM是CPU發(fā)出。參考正弦波與INV經(jīng)R2224與R314的分壓信號(hào)、逆變電流反饋信號(hào)相減，同時(shí)根據(jù)Vbal對(duì)其平衡電壓進(jìn)行調(diào)整，從而得到標(biāo)準(zhǔn)正弦波輸出，送給后級(jí)比較器與三角波進(jìn)行比較以產(chǎn)生PWM信號(hào)。故可得出以下結(jié)論：逆變電壓得調(diào)整由兩個(gè)反饋環(huán)構(gòu)成，一是CPU根據(jù)其采樣得信號(hào)，產(chǎn)生SINE.PWM信號(hào)，經(jīng)濾波后得參考正弦波，但CPU得速度有限，對(duì)SINE

20、.PWM信號(hào)得調(diào)整需一定的時(shí)間；二是硬件補(bǔ)償電路，反饋逆變電壓和逆變電流信號(hào)對(duì)參考正弦波進(jìn)行補(bǔ)償，以達(dá)到對(duì)逆變電壓實(shí)時(shí)進(jìn)行調(diào)整之目的。 5)、三角波產(chǎn)生電路Fig.18中C29是濾波電容，C40和R2決定充放電的時(shí)間常數(shù)，R2、R58決定放大倍數(shù)。在參數(shù)的選擇上，積分時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于CLOCK信號(hào)的高電平時(shí)間，放大倍數(shù)較大（接近10倍）。由運(yùn)放特性可知，U8的13腳是“虛地”。故當(dāng)CLOCK信號(hào)為高電平時(shí)，對(duì)C40進(jìn)行充電，當(dāng)CLOCK為低電平時(shí)，C40通過(guò)R2放電。 Fig.18 三角波產(chǎn)生電路所以，當(dāng)CPU發(fā)出19.2KHz的 CLOCK信號(hào)占空比為50%時(shí)，三角波產(chǎn)生電路輸出良好的三角波。

21、6)、PWM產(chǎn)生電路 Fig.19 PWM波產(chǎn)生電路此PWM產(chǎn)生器是采用三角波調(diào)制法來(lái)實(shí)現(xiàn)的。將三角波送入比較器U10的4腳（同相端），將標(biāo)準(zhǔn)正弦波送到比較器的5腳（反相端），當(dāng)三角波電壓大于正弦波時(shí)，U10的2腳輸出一個(gè)寬度等于三角波大于正弦波部分所對(duì)應(yīng)時(shí)間間隔的正脈沖，反之三角波電壓小于正弦波時(shí)，U10的2腳輸出低電平。此脈沖分兩路傳送：一是經(jīng)R18到U11（1、2、3腳）緩沖整形，R84，C39，D14使PWM信號(hào)上升沿產(chǎn)生死區(qū)時(shí)間且下降沿陡直。再接于U11的8腳，這樣可同其9腳的限流、PWMOFF信號(hào)相與，以便逆變電流過(guò)流時(shí)能關(guān)斷PWM來(lái)保護(hù)和CPU在必要時(shí)關(guān)斷PWM。為增加驅(qū)動(dòng)能力，

22、在4081后接2003（1、16腳）作為PWM-的輸出極。二是U10的2腳輸出經(jīng)U10（1、6、7腳）反向，后級(jí)與PWM-信號(hào)一樣產(chǎn)生PWM+信號(hào)。五、 燈號(hào)及其意義 1、面板指示燈LED1LED4LED3LED2LED5LED6BypassBATINVLine 2、 燈號(hào)及其意義UPS STATELEDBUZZEROVERLOAD FAULTLed5, Led6 onKeep on buzzingOVER CHARGE FAULTLed4, Led6 onKeep on buzzingBUS OVER FAULTLed3, Led6 onKeep on buzzingINV. FAULTLed2, Led6 onKeep on buzzingOVER TEMPERATURE FAULTLed1, Led6 onKeep on buzzing110% OVERLOADLed1Led6 onBeeping per 0.5secBAT LOWLed5 on; Led1,2,3,4,