模擬信號的數(shù)字傳輸.ppt

1,第七章 模擬信號的數(shù)字傳輸,7.1 引言 7.2 抽樣定理 7.3 脈沖振幅調(diào)制 7.4 模擬信號的量化 7.5 脈沖編碼調(diào)制 7.6 增量調(diào)制,2,7.1 引言,模擬信號的數(shù)字傳輸,從通信中的調(diào)制概念來看,可以認(rèn)為是模擬信號調(diào)制脈沖序列,載波是脈沖序列 PAM Pulse Amplitude Modulation PDM Pulse Duration Modulation PPM Pulse Position Modulation PCM Pulse Code Modulation,3,7.2 抽樣定理,一個(gè)頻帶限制在（0，fH）內(nèi)，時(shí)間連續(xù)信號m（t），如果以不大于1/2fH秒的間隔對它進(jìn)行等間隔抽樣，則m（t）將被所得到的抽樣值完全確定。 帶通抽樣定理 信號頻譜范圍fL fH 抽樣頻率fS應(yīng)滿足 fS =2B（1+k/n） B= fH fL n fH/B的最大整數(shù) k= fH/B n 0 k 1,4,fS =2B（1+k/n） fL 0B fH B2B n=1 fL B2B fH 2B3B n=2 帶通信號的抽樣頻率在2B至4B間變動,5,例 若fH = 3B 按低通抽樣定理,則要求 fS6B 若fS=2B, 怎樣?,帶通抽樣定理在頻域上的理解,以 fs=2B抽樣,抽樣后,各段頻譜之間 不會發(fā)生混疊,采用帶通濾波器,仍可 無失真地恢復(fù)原始信號,6,若fH =nB+kB 0k1 即fH 不再是B的整數(shù)倍. fS =2B, n=5, k0 情形:,若要使頻譜無混疊，則必須使,7,推廣到一般情況,于是得,8,7.3 脈沖振幅調(diào)制（PAM） Pulse Amplitude Modulation,脈沖振幅調(diào)制，即脈沖載波的幅度隨基帶信號變化的一種調(diào)制方式。 已抽樣信號的脈沖頂部隨m（t）變化 曲頂脈沖調(diào)幅（自然抽樣） 平頂脈沖調(diào)幅,9,脈沖形成電路,平頂抽樣信號的產(chǎn)生,10,平頂抽樣的PAM頻譜 是由 加權(quán)后的周期性重復(fù)的 組成。 是 的函數(shù)，不是常數(shù)，所以采用低通濾波器不能直接從 中濾出所需基帶信號。,1/H(),低通,平頂抽樣時(shí)PAM信號的解調(diào)方框圖,11,7.4 模擬信號的量化 量化是將取值連續(xù)的抽樣變成取值離散的抽樣,量化區(qū)間端點(diǎn),量化電平,12,量化信號 與m(原信號)的近似程度用信號,量化噪聲功率比衡量,13,7.4.1 均勻量化 把輸入信號的取值域按等距離分割的量化,在均勻量化中,每個(gè)量化區(qū)間的量化電平取在各區(qū)間的中點(diǎn). 輸入信號的最小值a,最大值b,量化電平數(shù)M 量化間隔 (量化臺階) 量化器輸出 第i個(gè)量化區(qū)間的終點(diǎn) 第i個(gè)量化區(qū)間的量化電平,14,量化噪聲功率,均勻量化時(shí),量化噪聲的均方根值固定不變,當(dāng)m(t)較小時(shí),則信號量化噪聲功率比就很小. 滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態(tài)范圍. 均勻量化時(shí)的信號動態(tài)范圍將受到較大限制,15,7.4.2 非均勻量化,根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔，對信號取值小的區(qū)間，量化間隔v也小，反之，量化間隔就大，因此，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號抽樣值成比例，改善了小信號時(shí)量化信噪比。 實(shí)現(xiàn)方法：抽樣值先壓縮，再均勻量化 y=f（x） f 非線性變換 接收端 x=f-1（y） 采用擴(kuò)張器恢復(fù)x,1. 壓縮律,x，y歸一化壓縮器輸入、輸出電壓 壓擴(kuò)參數(shù) 當(dāng)量化級劃分較多時(shí)，每一量化級中的壓縮特性曲線均可看成直線。,量化誤差,17,18,當(dāng)1時(shí), 是壓縮后量化級精度提高的倍數(shù),也就是非均勻量化對均勻的信噪比改善程度,當(dāng)=100 小信號 x0 QdB=26.7dB 大信號 x=1 QdB=-13.3dB,19,10,20,30,40,-10,-20,-30,-40,-50,x(dB),S/N(dB),采用壓擴(kuò)提高了小信號的信噪比,從而相當(dāng)于擴(kuò)大 了輸入信號的動態(tài)范圍,有無壓擴(kuò)的比較曲線,20,2 A壓縮律,21,7.5 脈沖編碼調(diào)制 常用的二進(jìn)制碼有自然二進(jìn)碼和折疊二進(jìn)碼兩種,樣值脈沖極性 自然二進(jìn)碼 折疊二進(jìn)碼 量化級 1 1 1 1 1 1 1 1 15 正 1 1 1 0 1 1 1 0 14 1 0 0 0 1 0 0 0 8 0 1 1 1 0 0 0 0 7 負(fù) 0 1 1 0 0 0 0 1 6 0 0 0 0 0 1 1 1 0,22,從話音信號的可懂度來說,34位非線性編碼即可,78位通信質(zhì)量比較好.,碼位的安排: 在逐次比較型編碼中 極性碼 段落碼 段內(nèi)碼 C1 C2C3C4 C5C6C7C8 非均勻量化 168=128個(gè)量化級 相當(dāng)于均勻量化的11位161+1+2+4+8+16+32+64=2048,23,P209 圖7-21 三個(gè)權(quán)值電流與樣值進(jìn)行三次比較,可以確定段落碼C2C3C4,24,為了進(jìn)一步?jīng)Q定段內(nèi)碼,必須了解段落的起始電平和非均勻量化的量化臺階,大段號 1 2 3 4 5 6 7 8 量化單位數(shù)1 1 2 4 8 16 32 64 起始電平 0 16 32 64 128 256 512 1024,25,例：設(shè)輸入信號抽樣值為+1270個(gè)量化單位，采用逐次比較型編碼將它按照13折線A律特性編碼8位碼。,確定極性碼C1 抽樣值為正， C1 = 1 確定段落碼C2 C3 C4 Is IW1 =128 C2 =1 Is IW2 =512 C3 =1 Is IW3 =1024 C4 =1 確定段內(nèi)碼 IW4 =1024+8=1536IS C5 =0,26,IW5 =1024+4=1280IS C6 =0 IW6 =1024+2=1152IS C7 =1 IW7 =1152+=1216IS C8 =1,量化誤差 1270-1216=54 個(gè)量化單位 7位非線性碼為 1 1 1 0 0 1 1 對應(yīng)11位線性碼為1216個(gè)量化單位對應(yīng)的二進(jìn)制碼 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0,27,思考 一模擬信號被抽樣,量化編碼為PCM信號,量化電平級數(shù)為128,且另加1bit作為碼字的同步碼.該P(yáng)CM信號在滾降系數(shù)=1,帶寬B=24KHz的信道中傳輸.試求:,通過信道碼元傳輸速率. 模擬信號的最高頻率是多少? 解 1. 2.,28,PCM系統(tǒng)的抗噪聲,抽樣,量化,編碼,信道,譯碼,低通,干擾,輸出信號,量化噪聲,加性噪聲,29,系統(tǒng)輸出端總信噪比定義為,30,接收端大信噪比 即 接收端小信噪比 即,31,7.6 增量調(diào)制（M 或 DM）,原理 M可視為PCM的特例，它只用一位編碼，表示抽樣時(shí)刻波形的變化趨向 M獲得應(yīng)用的主要原因 在比特率較低時(shí)， M量化信噪比高于PCM M的抗誤碼性能好 M的編譯碼器比PCM簡單,32,相減器,判決器,+,檢測器,積分器,低通,本地 譯碼器,脈沖源,給定抽樣時(shí)刻 反之,33,本地譯碼器信號 應(yīng)十分接近于前一時(shí)刻的抽樣值 這一位碼反映了相鄰二抽樣值的近似差值，即增量。,34,當(dāng)信號頻率過高，或者說信號斜率陡變時(shí)，會出現(xiàn)本地譯碼器信號 跟不上信號變化的現(xiàn)象，稱為“過載”,在給定量化間隔（也稱量階）的情況下，能跟蹤最大斜率為,35,M系統(tǒng)中的量化噪聲 在不過載的情況下， M的量化噪聲為,在（-，+）上均勻分布,假定量化噪聲功率譜在（0，fs）頻帶內(nèi)均勻分布,36,在收端經(jīng)低通（截止頻率為fm）輸出的量化噪聲為,設(shè)輸入信號 為了不發(fā)生過載 臨界的過載振幅,37,在臨界條件下，系統(tǒng)將有最大的信號功率輸出,用dB表示,9dB/倍頻程,-6dB/倍頻程,38,PCM和M的性能比較,無誤碼（或誤碼率極低） PCM M,39,相同的信道帶寬（相同的信道傳輸速率）fb,對于M fS = fb 對于PCM fb = 2N fm 取fK =1000Hz fm =3000Hz M,M,PCM,N,4,40,例： 設(shè)調(diào)制信號f（t）限帶為5KHz，擬用圖a所示周期為 的三角形序列g(shù)（t）與之相乘，