反激變壓器設(shè)計(jì)原理.doc

反激變壓器設(shè)計(jì)原理.txt我這人從不記仇，一般有仇當(dāng)場我就報(bào)了。沒什么事不要找我，有事更不用找我！就算是believe中間也藏了一個(gè)lie！我那么喜歡你，你喜歡我一下會(huì)死啊?我又不是人民幣，怎么能讓人人都喜歡我？反激變壓器設(shè)計(jì)原理默認(rèn)分類 2008-01-21 11:16 閱讀273 評(píng)論1 字號(hào)： 大大 中中 小小 一節(jié). 概述. 反激式(Flyback)轉(zhuǎn)換器又稱單端反激式或Buck-Boost轉(zhuǎn)換器.因其輸出端在原邊繞組斷開電源時(shí)獲得能量故而得名.離線型反激式轉(zhuǎn)換器原理圖如圖. 一、反激式轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)有: 1. 電路簡單,能高效提供多路直流輸出,因此適合多組輸出要求. 2. 轉(zhuǎn)換效率高,損失小. 3. 變壓器匝數(shù)比值較小. 4. 輸入電壓在很大的范圍內(nèi)波動(dòng)時(shí),仍可有較穩(wěn)定的輸出,目前已可實(shí)現(xiàn)交流輸入在 85265V間.無需切換而達(dá)到穩(wěn)定輸出的要求. 二、反激式轉(zhuǎn)換器的缺點(diǎn)有: 1. 輸出電壓中存在較大的紋波,負(fù)載調(diào)整精度不高,因此輸出功率受到限制,通常應(yīng)用于150W以下. 2. 轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(CCM)模式下工作時(shí),有較大的直流分量,易導(dǎo)致磁芯飽和,所以必須在磁路中加入氣隙,從而造成變壓器體積變大. 3. 變壓器有直流電流成份,且同時(shí)會(huì)工作于CCM / DCM兩種模式,故變壓器在設(shè)計(jì)時(shí)較困難,反復(fù)調(diào)整次數(shù)較順向式多,迭代過程較復(fù)雜. 第二節(jié). 工作原理 在圖1所示隔離反馳式轉(zhuǎn)換器(The isolated flyback converter)中, 變壓器 T 有隔離與扼流之雙重作用.因此 T 又稱為Transformer- choke.電路的工作原理如下: 當(dāng)開關(guān)晶體管 Tr ton時(shí),變壓器初級(jí)Np有電流 Ip,并將能量儲(chǔ)存于其中(E = LpIp / 2).由于Np與Ns極性相反,此時(shí)二極管D反向偏壓而截止,無能量傳送到負(fù)載.當(dāng)開關(guān)Tr off 時(shí),由楞次定律 : (e = -N/T)可知,變壓器原邊繞組將產(chǎn)生一反向電勢,此時(shí)二極管D正向?qū)?負(fù)載有電流IL流通.反激式轉(zhuǎn)換器之穩(wěn)態(tài)波形如圖2. 由圖可知,導(dǎo)通時(shí)間 ton的大小將決定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 輸入直流電壓 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集電極電壓,必須保持低的Dmax,也就是Dmax0.5,在實(shí)際應(yīng)用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax 2.2VIN. 開關(guān)管Tr on時(shí)的集電極工作電流Ie,也就是原邊峰值電流Ip為: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故當(dāng)Io一定時(shí),匝比 n的大小即決定了Ic的大小,上式是按功率守恒原則,原副邊安匝數(shù) 相等 NpIp = NsIs而導(dǎo)出. Ip亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (*VIN*Dmax) : 轉(zhuǎn)換器的效率 公式導(dǎo)出如下: 輸出功率 : Po = LIp2 / 2T 輸入電壓 : VIN = Ldi / dt設(shè) di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,則: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 則Po又可表示為 : Po = VINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2VINDmaxIp Ip = 2Po / VINDmax 上列公式中 : VIN : 最小直流輸入電壓 (V) Dmax : 最大導(dǎo)通占空比 Lp : 變壓器初級(jí)電感 (mH) Ip : 變壓器原邊峰值電流 (A) f : 轉(zhuǎn)換頻率 (KHZ) 圖2 反激式轉(zhuǎn)換器波形圖 由上述理論可知,轉(zhuǎn)換器的占空比與變壓器的匝數(shù)比受限于開關(guān)晶體管耐壓與最大集電極電流,而此兩項(xiàng)是導(dǎo)致開關(guān)晶體成本上升的關(guān)鍵因素,因此設(shè)計(jì)時(shí)需綜合考量做取舍. 反激式變換器一般工作于兩種工作方式 : 1. 電感電流不連續(xù)模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或稱 完全能量轉(zhuǎn)換 : ton時(shí)儲(chǔ)存在變壓器中的所有能量在反激周期 (toff)中都轉(zhuǎn)移到輸出端. 2. 電感電流連續(xù)模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或稱 不完全能量轉(zhuǎn)換 : 儲(chǔ)存在變壓器中的一部分能量在toff末保留到下一個(gè)ton周期的開始. DCM和CCM在小信號(hào)傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如圖3.實(shí)際上,當(dāng)變換器輸入電壓VIN 在一個(gè)較大范圍內(nèi)發(fā)生變化,或是負(fù)載電流 IL在較大范圍內(nèi)變化時(shí),必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM / CCM都能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計(jì)上是比較困難的.通常我們可以以DCM / CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計(jì)基準(zhǔn).,并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時(shí)之各種問題,但在 CCM時(shí)無消除電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時(shí)因傳遞函數(shù) 右半平面零點(diǎn) 引起的不穩(wěn)定. DCM和CCM在小信號(hào)傳遞函數(shù)方面是極不相同的,其波形如圖3. 圖3 DCM / CCM原副邊電流波形圖 實(shí)際上,當(dāng)變換器輸入電壓VIN在一個(gè)較大范圍內(nèi)發(fā)生變化,或是負(fù)載電流 IL在較大范圍內(nèi)變化時(shí),必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM / CCM都能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計(jì)上是比較困難的.通常我們可以以DCM / CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計(jì)基準(zhǔn).,并配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時(shí)之各種問題,但在CCM時(shí)無消除電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來解決CCM時(shí)因傳遞函數(shù) 右半平面零點(diǎn) 引起的不穩(wěn)定. 在穩(wěn)定狀態(tài)下,磁通增量在ton時(shí)的變化必須等于在toff時(shí)的變化,否則會(huì)造成磁芯飽和. 因此, = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns 即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必須等于副邊繞組每匝伏特/秒值. 比較圖3中DCM與CCM之電流波形可以知道:DCM狀態(tài)下在Tr ton期間,整個(gè)能量轉(zhuǎn)移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是因?yàn)槌跫?jí)電感值Lp相對(duì)較低之故,使Ip急劇升高所造成的負(fù)面效應(yīng)是增加了繞組損耗(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關(guān)晶體管必須具有高電流承載能力,方能安全工作. 在CCM狀態(tài)中,原邊峰值電流較低,但開關(guān)晶體在ton狀態(tài)時(shí)有較高的集電極電流值.因此導(dǎo)致開關(guān)晶體高功率的消耗.同時(shí)為達(dá)成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲(chǔ)存的殘余能量則要求變壓器的體積較DCM時(shí)要大,而其它系數(shù)是相等的. 綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設(shè)計(jì)時(shí)是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區(qū)別 ( CCM時(shí) Ip = Imax - Imin ). 第三節(jié) FLYBACK TANSFORMER DESIGN 一、FLYBACK變壓器設(shè)計(jì)之考量因素: 1. 儲(chǔ)能能力. 當(dāng)變壓器工作于CCM方式時(shí),由于出現(xiàn)了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲線向 H 軸傾斜,從而使變壓器能承受較大的電流,傳遞更多的能量. Ve: 磁芯和氣隙的有效體積. or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2) 式中Imax, Imin 為導(dǎo)通周期末,始端相應(yīng)的電流值. 由于反激式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線,磁芯在交、直流作用下的B.H效果與AIR GAP大小有密切關(guān)聯(lián),如圖4.在交流電流下氣隙對(duì)Bac無改變效果,但對(duì)Hac將大大增加,這是有利的一面,可有效地減小CORE的有效磁導(dǎo)率和減少原邊繞組的電感. 在直流電流下氣隙的加入可使CORE承受更加大的直流電流去產(chǎn)生HDC,而BDC卻維持不變,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯飽和,這對(duì)能量的儲(chǔ)存與傳遞都是有利的. 當(dāng)反激變壓器工作于CCM時(shí),有相當(dāng)大的直流成份,這時(shí)就必須有氣隙. 外加的伏秒值,匝數(shù)和磁芯面積決定了B軸上Bac值; 直流的平均電流值,匝數(shù)和磁路長度決定了H軸上HDC值的位置. Bac對(duì)應(yīng)了Hac值的范圍.可以看出,氣隙大Hac就大. 如此,就必須有足夠的磁芯氣隙來防止飽和狀態(tài)并平穩(wěn)直流成分. 圖 4 有無氣隙時(shí)返馳變壓器磁芯第一象限磁滯回路 2. 傳輸功率 . 由于CORE材料特性,變壓器形狀(表面積對(duì)體積的比率),表面的熱幅射,允許溫升,工作環(huán)境等的不特定性,設(shè)計(jì)時(shí)不可把傳輸功率與變壓器大小簡單的作聯(lián)系,應(yīng)視特定要求作決策.因此用面積乘積法求得之AP值通常只作一種參考. 有經(jīng)驗(yàn)之設(shè)計(jì)者通?？山Y(jié)合特定要求直接確定CORE之材質(zhì),形狀,規(guī)格等. 3. 原,副邊繞組每匝伏數(shù)應(yīng)保持相同.設(shè)計(jì)時(shí)往往會(huì)遇到副邊匝數(shù)需由計(jì)算所得分?jǐn)?shù)匝取整,而導(dǎo)致副邊每匝伏數(shù)低于原邊每匝伏數(shù). 如此引起副邊的每匝伏秒值小于原邊,為使其達(dá)到平衡就必須減小 ton時(shí)間,用較長的時(shí)間來傳輸電能到輸出端. 即要求導(dǎo)通占空比D小于0.5. 使電路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,電流上升斜率小,ton時(shí)間又短(50%),很可能在導(dǎo)通結(jié)束時(shí),電流上升值不大,出現(xiàn)電路沒有能力去傳遞所需功率的現(xiàn)象. 這一現(xiàn)象是因系統(tǒng)自我功率限制 之故.可通過增加AIR GAP和減小電感Lp,使自我限制作用不會(huì)產(chǎn)生來解決此問題. 4. 電感值Lp . 電感Lp在變壓器設(shè)計(jì)初期不作重點(diǎn)考量. 因?yàn)長p只影響開關(guān)電源的工作方式. 故此一參數(shù)由電路工作方式要求作調(diào)整. Lp的最大值與變壓器損耗最小值是一致的. 如果設(shè)計(jì)所得Lp大,又要求以CCM方式工作,則剛巧合適. 而若需以DCM方式工作時(shí),則只能用增大AIR GAP,降低Lp來達(dá)到要求,這樣,一切均不會(huì)使變壓器偏離設(shè)計(jì). 在實(shí)際設(shè)計(jì)中通過調(diào)整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的. 工作中開關(guān)Tr,輸出二極體D以及電容C產(chǎn)生最大的損耗,變壓器自身產(chǎn)生最大的銅損(I2R). 若工作于CCM方式,電感較大時(shí),電流上升斜率低雖然這種狀況下?lián)p耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數(shù)鐵磁物質(zhì)產(chǎn)生磁飽和. 所以設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)使用一個(gè)折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中. 只要調(diào)整一個(gè)合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實(shí)現(xiàn)噪音小,效率合理之佳況. 5. 磁飽和瞬時(shí)效應(yīng). 在瞬變負(fù)載狀況下,即當(dāng)輸入電壓為VINmax而負(fù)載電流為Iomin時(shí),若Io突然增加,則控制電路會(huì)立即加寬脈沖以提供補(bǔ)充功率. 此時(shí),會(huì)出現(xiàn)VINmax和Dmax并存,即使只是一個(gè)非常短的時(shí)間,變壓器也會(huì)出現(xiàn)飽和,引起電路失控. 為克服此一瞬態(tài)不良效應(yīng),可應(yīng)用下述方法: 變壓器按高輸入電壓(VINmax),寬脈沖(Dmax)進(jìn)行設(shè)計(jì). 即設(shè)定低的B工作模式,高的原邊繞組匝數(shù),但此方法之缺點(diǎn)是使變壓器的效率降低. 例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN XFMR INPUT : 90 264 Vac 47 63 HZ ; OUTPUT : DC 19V 0 3.16A ; Vcc = 12 VDC 0.1A 0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50% t 40o (表面) 60W ; XFMR限高 21mm. CASE Surface Temperature 78 . Note : Constant Voltage & Current Design (UC3843AD) Step1. 選擇CORE材質(zhì),確定B 本例為ADAPTER DESIGN,由于該類型機(jī)散熱效果差,故選擇CORE材質(zhì)應(yīng)考量高Bs,低損耗及高i材質(zhì),結(jié)合成本考量,在此選用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44為優(yōu)選, 對(duì)比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材質(zhì)單位密度 相關(guān)參數(shù)如下: i = 2400 25% Pvc = 300KW / m2 100KHZ ,100 Bs = 390mT Br = 60mT 100 Tc = 215 為防止XFMR出現(xiàn)瞬態(tài)飽和效應(yīng), 此例以低B設(shè)計(jì). 選 B = 60%Bm, 即B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT 0.2 T Step2 確定Core Size和 Type. 1 求core AP以確定 size AP= AW*Ae=(Pt*104)/(2B*fs*J*Ku) = (60/0.83+60)*104/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4 式中 Pt = Po / +Po 傳遞功率; J : 電流密度 A / cm2 (300500) ; Ku: 繞組系數(shù) 0.2 0.5 . 2 形狀及規(guī)格確定. 形狀由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等決定,規(guī)格可參考AP值及形狀要求而決定, 結(jié)合上述原則, 查閱TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可滿足上述要求,但RM10和EPC30可用繞線容積均小于LP32/13,在此選用LP32/13 PC44,其參數(shù)如下: Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 263025% le = 64.0mm AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward ) Step3 估算臨界電流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY ) 本例以IL達(dá)80% Iomax時(shí)為臨界點(diǎn)設(shè)計(jì)變壓器. 即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 A Step4 求匝數(shù)比 n n = VIN(min) / (Vo + Vf) * Dmax / (1-Dmax) VIN(min) = 90*2 - 20 = 107V = 107 / (19 + 0.6) *0.5 / (1- 0.5) = 5.5 6 匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低鐵損,但銅損將有所增加. CHECK Dmax: Dmax = n (Vo +Vf) / VINmin + n (Vo + Vf)= 6*(19 + 0.6) /107 + 6*(19 + 0.6) = 0.52 Step5 求CCM / DCM臨 ISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533 Step6 計(jì)算次級(jí)電感 Ls 及原邊電感 Lp Ls = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uH Lp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH 460 此電感值為臨界電感,若需電路工作于CCM,則可增大此值,若需工作于DCM則可適當(dāng)調(diào)小此值. Step7 求CCM時(shí)副邊峰值電流isp Io(max) = (2Is + ISB) * (1- Dmax) / 2 Is = Io(max) / (1-Dmax) - (ISB / 2 ) Isp = ISB +Is = Io(max) / (1-Dmax) + (ISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85A Step8 求CCM時(shí)原邊峰值電流Ipp Ipp = Isp / n = 11.85 / 6 = 1.975 A Step9 確定Np、Ns 1 Np Np = Lp * Ipp / (B* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts 因計(jì)算結(jié)果為分?jǐn)?shù)匝,考慮兼顧原、副邊繞組匝數(shù)取整,使變壓器一、二次繞組有相同的安匝值,故調(diào)整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts 考量在設(shè)定匝數(shù)比n時(shí),已有銅損增加,為盡量平衡Pfe與Pcu,在此先選 Np = 60 Ts. 2 Ns Ns = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts 3 Nvcc 求每匝伏特?cái)?shù)Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6 Step10 計(jì)算AIR GAP lg = Np2*o*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mm Step11 計(jì)算線徑dw 1 dwp Awp = Iprms / J Iprms = Po / / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676A Awp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2 = 0.1 (取0.35mm*2) 2 dws Aws = Io / J = 3.16 / 4 (1.0 mm) 量可繞性及趨膚效應(yīng),采用多線并繞,單線不應(yīng)大于0.4, 0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 / 0.126 = 6.27 6 (即Ns采用0.4 * 6) 3 dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4 上述繞組線徑均以4A / mm2之計(jì)算,以降低銅損,若結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)時(shí)線包過胖,可適當(dāng)調(diào)整J之取值. 4 估算銅窗占有率. 0.4Aw Np*rp*(1/2dwp)2 + Ns*rs*(1/2dws)2 + Nvcc*rv*(1/2dwv)2 0.4Aw 60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.26 0.4 * 125.3 = 50.12 50.12 19.26 OK Step12 估算損耗、溫升 1 求出各繞組之線長. 2 求出各繞組之RDC和Rac 100 3 求各繞組之損耗功率 4 加總各繞組之功率損耗(求出Total值) 如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN繞線平均匝長 4.33cm 則 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts 則 INS = 10*4.33 = 43.3 cm Nvcc = 7Ts 則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm 查線阻表可知 : 0.35mm WIRE RDC = 0.00268/cm 100 0.40mm WIRE RDC = 0.00203 /cm 100 0.18mm WIRE RDC = 0.0106 /cm 100 R100 = 1.4*R20 求副邊各電流值. 已知Io = 3.16A. 副邊平均峰值電流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A 副邊直流有效電流 : Isrms = (1-Dmax)*I2spa = (1- 0.52)*6.5832 = 4.56A 副邊交流有效電流 : Isac = (I2srms - Io2) = (4.562-3.162) = 3.29A 求原邊各電流值 : Np*Ip = Ns*Is 原邊平均峰值電流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A 原邊直流有效電流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A 原邊交流有效電流 : Ipac = D*I2ppa = 1.097*0.52 = 0.79A 求各繞組交、直流電阻. 原邊 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348 Rpac = 1.6RPDC = 0.557 副邊 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146 Rsac = 1.6RSDC = 0.0243 Vcc繞組 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321