用于單相電機調(diào)速的單片PWM控制技術(shù)

1、用于單相電機調(diào)速的單片PWM控制技術(shù)1引言 隨著家用電器產(chǎn)品變頻技術(shù)的發(fā)展，單相電機的變頻調(diào)速已成為一種可行的方法，在這種調(diào)速系統(tǒng)中，脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)仍然是提高調(diào)速性能的主要手段1，2，3。雖然PWM技術(shù)的實現(xiàn)方法很多4，然而，為了降低產(chǎn)品的制造成本，采用微機控制軟件實現(xiàn)PWM控制具有成本低、調(diào)制方式靈活等特點，比較適合于家用電器產(chǎn)品的要求。本文針對洗衣機電機的調(diào)速要求，提出了采用直接PWM(DPWM)軟件計算的方法，并在AVR系列單片機AT90C8535上實現(xiàn)，該方法可以很容易地實現(xiàn)電機的恒V/f比調(diào)速，其PWM算法簡單，易于實現(xiàn)，是一種較為實用的方法。 2直接PWM技術(shù)的算法 常用P

2、WM技術(shù)的基本原理是利用高頻載波與控制波進行比較，從而產(chǎn)生經(jīng)過調(diào)制的PWM波。為滿足逆變電源的需要，減小輸出電壓的諧波含量，載波信號采用對稱的三角波實現(xiàn)PWM輸出波形的對稱雙邊調(diào)制，使輸出電壓不含偶次諧波。 用軟件產(chǎn)生PWM波形的算法有很多方法，如：采樣SPWM法、均值PWM法、直接PWM法等，其中SPWM法有三種不同形式：對稱規(guī)則采樣SPWM、非對稱規(guī)則采樣SPWM、平均對稱規(guī)則采樣SPWM，以平均對稱規(guī)則采樣SPWM的算法簡單，應(yīng)用較為廣泛。SPWM的主要缺點就是電源電壓利用率不夠高，即輸出電壓不高。均值PWM法的基本思想是根據(jù)等面積PWM控制方式的原理，選擇最佳脈沖中心線位置，使得其PW

3、M波形的諧波成分量小，均值PWM法具有微機實現(xiàn)簡單方便的優(yōu)點，且對各次諧波的抑制均有很好的效果。直接PWM法與均值PWM法類似，也是使相同時間間隔內(nèi)的PWM波的面積與調(diào)制波的面積相等，其主要的優(yōu)點是，在調(diào)制比固定時，控制規(guī)律正比于調(diào)制深度而反比于輸出頻率，特別使用于電機的控制，因此本文選擇直接PWM法。 直接PWM法的調(diào)制原理如圖1所示，假定一個周期內(nèi)PWM波的脈沖數(shù)(即載波比)為2N，將參考正弦波Umsint的整個周期T分為2N等份，則每個區(qū)間的長度(即載波周期)為Ts=T/2N，在第i個區(qū)間正弦波的面積為：設(shè)輸出PWM波的幅值為E，若采用單極性調(diào)制，則第i個區(qū)間內(nèi)的PWM波形所圍面積為：若

4、采用雙極性調(diào)制，則第i個區(qū)間內(nèi)的PWM波形所圍面積為： 式中，Tpi為脈沖的寬度，考慮到有Ts=Tpi+2Tgi，令Sri=Spi，由式(1)和式(2)整理可得：式中M=Um/E為調(diào)制深度，由式(4)或式(5)可分別計算出PWM的脈沖換相點公式為：由圖1可知，等面積PWM法生成的PWM波形在T/2處是點對稱的，因而可推導(dǎo)出：在上述計算公式中，式(8)為單極性PWM調(diào)制，式(9)為雙極性調(diào)制。在計算過程中，雖然i的表達式包含有三角函數(shù)的計算，但它僅與N有關(guān)，一旦N確定后，可事先將計算好的i存入內(nèi)存中，需要時通過查表方式獲取即可。從k的表達式可以看出，k正比于調(diào)制深度而反比于基波頻率。這對于電機的

5、變頻調(diào)速系統(tǒng)，通常使U/f比為常數(shù)來達到恒轉(zhuǎn)矩控制，即只需使k值為一個常數(shù)即可。 3單片機實現(xiàn)PWM技術(shù)的設(shè)計 采用單片機實現(xiàn)PWM，為了保證能夠滿足變流電路的控制性能要求，設(shè)計時必須處理好以下幾個技術(shù)問題。 3.1載波比 采用微機生成PWM波時，必須事先確定好載波比N(或2N)。如果輸出頻率的變化范圍較大，那么在整個頻率范圍內(nèi)采用同一個載波比的同步調(diào)制方案，難以兼顧高頻和低頻輸出時的性能。較大的載波比往往會造成高頻時PWM開關(guān)頻率過高，導(dǎo)致開關(guān)器件的開關(guān)損耗增加，而較小的載波比又會造成低頻時PWM波過于稀疏，使電流脈動增大、諧波分量增加等缺點。因此采用分段同步調(diào)制是較合理的方法，即在不同的頻

6、率段選擇不同的載波比，使變頻器在整個頻率變化范圍內(nèi)，都有一個較為合理的PWM開關(guān)頻率，以獲得較好的控制性能。然而載波比的選擇和切換時必須注意兩點： (1)切換時不出現(xiàn)電壓的突變。 (2)在各切換臨界點處需設(shè)置一個滯環(huán)區(qū)，以避免輸出頻率落在臨界切換點附近時造成載波頻率反復(fù)變化而引起的振蕩現(xiàn)象。 3.2PWM波的開關(guān)頻率極限 由于PWM波是通過單片機CPU實時計算的，因此所選擇PWM算法的數(shù)據(jù)處理量大小以及CPU的處理速度是影響輸出PWM波開關(guān)頻率極限的主要因素。設(shè)計時必須保證單片機能輸出的PWM波的最高開關(guān)頻率滿足逆變器要求，當(dāng)然對逆變器的最低工作頻率要求是很容易滿足的。 3.3PWM波的輸出頻

7、率和調(diào)制深度指令 在變頻調(diào)速系統(tǒng)中，由于逆變器的輸出頻率是可調(diào)的，因而要求PWM算法的輸出頻率和調(diào)制深度都能根據(jù)實際需要變化以適應(yīng)電機恒V/f比或恒功率控制的要求。一般，逆變器的輸出頻率指令可通過A/D轉(zhuǎn)換輸入到單片機中，調(diào)制深度M可以用軟件計算完成，也可采取類似的方法讀入CPU。3.4橋臂互鎖及死區(qū)時間 為了保證逆變器同一橋臂上下兩管同時導(dǎo)通而引起的短路，兩驅(qū)動信號間必須留有一定的死區(qū)時間，以防止一管還未完全關(guān)斷時另一管便開始導(dǎo)通的短路故障。此要求可以在單片機PWM波的計算程序中加以考慮。然而這樣做往往會增加單片機的數(shù)據(jù)處理工作量，而且僅靠軟件實現(xiàn)上下橋臂開關(guān)管的互鎖和死區(qū)延遲也不可靠，因此

8、，為保證電路的安全性，建議最好在硬件電路設(shè)計上充分考慮并實現(xiàn)此項要求。 3.5初始狀態(tài)及故障封鎖 任何一款型號的CPU，工作前總存在復(fù)位狀態(tài)，此時CPU各I/O輸出口全“1”或全“0”，設(shè)計時應(yīng)避免在此復(fù)位狀態(tài)時造成所有開關(guān)管都被驅(qū)動導(dǎo)通的危險，因此應(yīng)將CPU復(fù)位時的初始電平值設(shè)置成開關(guān)管驅(qū)動信號無效狀態(tài)。此外，當(dāng)發(fā)生故障時，也可以通過輸出故障封鎖信號來關(guān)閉驅(qū)動信號。 4PWM波的單片機控制 在本文分析的洗衣機電機控制中，逆變器的輸出頻率由給定電位器調(diào)節(jié)，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換輸入至單片機，由單片機根據(jù)給定輸出頻率的大小計算逆變器電壓，以適應(yīng)變頻調(diào)速的恒V/f比控制要求?？刂菩酒捎肁T90S8535單

9、片機。 AT90S8535是40腳封裝的RISC結(jié)構(gòu)低功耗CMOS8位單片機，具有8K字節(jié)的Flash,512字節(jié)的EEPROM，512字節(jié)RAM，32個多功能的I/O口，3個內(nèi)部定時/計數(shù)器，8通道10位A/D轉(zhuǎn)換器，2個外部中斷源，可編程的串行通訊，可編程的看門狗定時器等資源，適合于許多要求集成度高、成本低的應(yīng)用場合，其引腳配置如圖2所示。 設(shè)逆變器輸出壓頻變化關(guān)系曲線是已知的，當(dāng)逆變器的輸出頻率確定后，PWM控制的載波比和調(diào)制深度指令也隨之確定。單片機的資源分配為：39腳的PA1作為A/D采樣輸入口，采樣輸出頻率；PC0PC3作為PWM輸出的驅(qū)動信號，設(shè)置為輸出口；17腳的INT1外部中

10、斷作為電路故障信號(如過流、過壓、短路等)的輸入腳，同時該腳也作為“解除閉鎖”控制位的輸入腳，其作用在于：當(dāng)故障發(fā)生時，由外部中斷輸入引腳的信號變化向CPU提出中斷請求，CPU響應(yīng)中斷，在執(zhí)行中斷服務(wù)程序中輸出PWM封鎖信號并實現(xiàn)閉鎖，直到解除閉鎖控制位有效時，才撤銷PWM封鎖信號，使PWM波能夠正常輸出。由于AT90S8535芯片的復(fù)位時端口的初始狀態(tài)是“高”，因此封鎖信號和驅(qū)動信號均設(shè)置成“低”電平為無效狀態(tài)，此時端口輸出信號使所有功率開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)。PWM波的載波周期由片內(nèi)T0定時器來完成，PWM波換相所需的時間由片內(nèi)T1定時器來實現(xiàn)。采用AT90S8535單片機實現(xiàn)的單相PWM波形

11、發(fā)生器的硬件連接關(guān)系如圖3所示。5單片機控制軟件設(shè)計 按上述算法分析，軟件只計算PWM波的切換時間，在CPU中由定時中斷服務(wù)程序完成PWM脈沖波的換相。其具體過程：PWM的載波周期Ts由載波周期定時器定時，當(dāng)定時到時，向CPU發(fā)出中斷申請，CPU響應(yīng)中斷并執(zhí)行中斷服務(wù)程序，此中斷服務(wù)程序的主要任務(wù)是將保存在內(nèi)存中的PWM開關(guān)定時數(shù)據(jù)(在上一個載波周期計算出來的PWM換相定時時間)送PWM波定時器，并啟動此定時器工作，然后再計算下一個載波周期的PWM數(shù)據(jù)并保存。 PWM波定時器根據(jù)載波周期定時中斷服務(wù)程序送來的開關(guān)數(shù)據(jù)進行定時控制，在中斷服務(wù)程序中完成對PWM的換相并輸出至端口。 主程序的主要任

12、務(wù)是，對逆變器輸出頻率指令f的采樣或計算，并計算與頻率指令對應(yīng)的調(diào)制深度指令、載波比、載波周期定時常數(shù)等，為載波周期定時中斷服務(wù)程序的計算提供實時指令。然而在變頻切換時，由于電壓跟隨頻率的變化而改變，變頻瞬間容易產(chǎn)生電流沖擊。通常解決辦法是在基波電壓過零時(即0、180)，變頻瞬間無電流沖擊，但該方法會造成頻率變化響應(yīng)過程較慢，特別是低頻時響應(yīng)時間過長。因此最好能設(shè)計成在任何一個載波周期結(jié)束時刻都可以進行頻率切換，為防止電流沖擊的產(chǎn)生，此時應(yīng)使頻率切換前后的基波電壓不僅與頻率和相位有關(guān)，還和調(diào)制比有關(guān)，使得計算頻率變化前后基波電壓相等的條件相當(dāng)費時，因此在實現(xiàn)過程中，一般按相位相等的原則進行頻

13、率切換。即在新舊頻率切換時，根據(jù)脈沖計數(shù)器所表示的相位關(guān)系進行等相位切換。假定舊頻率時的載波比為N1，頻率變化的切換時刻計數(shù)器值為P1，新頻率時載波比為N2，切換時新頻率計數(shù)器的值P2應(yīng)為： 求出P2后再進行切換。 實現(xiàn)PWM算法的整個控制程序流程如圖4所示。6實驗與結(jié)論 按照上述設(shè)計方法，研制了單片機控制系統(tǒng)的軟硬件，并進行了實驗，其輸出波形如圖5所示。實驗證明，該方法簡單可行，控制性能良好，具有一定的實用價值。 此外，三相PWM發(fā)生器的實現(xiàn)方法與單相也是相似的，不同之處在于三相PWM發(fā)生器需要3個PWM波換相定時器，再加上載波周期定時器，共需4個定時器。至于三相PWM發(fā)生器的軟件設(shè)計，其基

14、本的設(shè)計方法與單相的是相同的，這里不再討論。 1 SPWM波形生成策略1.1 常用算法比較 微機控制的SPWM算法有多種，常用的有自然取樣法和規(guī)則取樣法。自然取樣法（圖1a）采用計算的方法尋找三角載波U與參考正弦波UR的交點作為開關(guān)值以確定SPWM的脈沖寬度，這種方法誤差小、精度高，但是計算量大，難以做到實時控制，用查表法將占用大量內(nèi)存，調(diào)速范圍有限，一般不采用。規(guī)則取樣法（圖1b）采用近似求U和UR交點的方法，通過兩個三角波峰之間中線與UR的交點作水平線與兩個三角波分別交于A和B點，由交點確定SPWM的脈寬，這種方法計算量相對自然取樣法小的多，但存在一定誤差。本文采用等效面積法。1.2 等效

15、面積法 把一個正弦半波分為N等分，每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相同的等高矩形脈沖代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等分的中點重合，這樣，由N個等幅而不等寬的矩形脈沖所構(gòu)成的波形就與正弦半波等效，顯然這一系列脈沖波形的寬的和開關(guān)時刻可以嚴格地用數(shù)學(xué)方法計算得到。 如圖2所示，在區(qū)間t,t+t，正弦波面積為S1,則有： 式中M為調(diào)制深度，US為直流電源電壓。 對應(yīng)圖中脈沖面積 (2) 將正弦信號的正半周N等分，則每份為/N弧度，由圖知脈沖高度為US/2,設(shè)脈沖寬度為K，則第K份正弦波面積與對應(yīng)的第K個SPWM脈沖面積相等，解得： 如圖2所示，IGBT的開關(guān)時間按如下計算： I

16、GBT開啟時刻： (4) IGBT關(guān)斷時刻： (5)2 AVR單片機控制系統(tǒng)2.1 AVR單片機結(jié)構(gòu)特點： AT90系列單片機為ATMEL公司生產(chǎn)的新一代基于AVR增強功能、RISC結(jié)構(gòu)的、低功耗CMOS技術(shù)的微處理器。 1) 哈佛雙總線結(jié)構(gòu)，使程序存儲器和數(shù)據(jù)存儲器分開。使用RISC指令集，指令周期絕大部分為單周期指令。有相當(dāng)高的執(zhí)行速度，8MHz頻率下工作的AVR相當(dāng)于224MHz頻率下工作的普通MCS51。 2) AVR核為32個通用工作寄存器與豐富指令集的組合，32個寄存器全部直接地與運算邏輯單元連接，這種組合機構(gòu)具備的代碼效率比完成同樣處理能力的常規(guī)CICS微處理器要快10倍以上，從

17、而解決了MCS51的累加器A的瓶頸問題。 3) 內(nèi)置晶振的可編程看門狗定時器、片內(nèi)模擬比較器、SPI串口和UART串口，有幾種產(chǎn)品有810位的AD轉(zhuǎn)換器。有帶比較和捕獲模式的定時計數(shù)器，且具有PWM功能，PWM可以在雙8值、9位或10位下自運行、抗誤、節(jié)拍修正操作。同時還有一路輸入捕獲口，可以捕獲引腳ICP上的上升和下降沿。 4) AVR單片機內(nèi)置可重復(fù)編程的FLASH程序存儲器和EEPROM數(shù)據(jù)存儲器，最大可達256K的EEPROM，可用于保存運動參數(shù)，便于現(xiàn)場參數(shù)修改，這使得它用在運動控制方面有很大的靈活性。同時AVR單片機還支持對存儲器的在系統(tǒng)編程。 這些特點使得AT90系列單片機成為一

18、種滿足許多需要的、具有高度靈活性和低成本的嵌入式控制應(yīng)用的高效微控制器。本文采用AT90LS8535芯片，8K可重復(fù)編程FLASH,512字節(jié)的SRAM,三路PWM通道，8路10位A/D。2.2 控制規(guī)律 在高頻段（f50Hz）和低頻段（f10Hz）采用恒功率控制，可加大調(diào)速范圍，中頻段采用恒轉(zhuǎn)矩控制。為使輸出波形對稱性好、諧波分量小，系統(tǒng)采用分段同步調(diào)制，以保證整個變頻范圍內(nèi)的開關(guān)頻率變化不是很大。每個頻段載波比N為恒定值，不同頻段的N不同，為了計算快速，余弦采用查表方式，余弦三角函數(shù)表在0360范圍內(nèi)，每隔0.1度存一個余弦值，每個余弦值由16位二進制構(gòu)成，其中最高位為符號位，后15位表示

19、數(shù)值位。整個余弦函數(shù)表預(yù)先存在EPROM中，占用了近8K字節(jié)的寄存器。為保證三相互差120，N應(yīng)設(shè)為3的整數(shù)倍。2.3 硬件結(jié)構(gòu)： 系統(tǒng)框圖SPWM變頻調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖略可向作者索取，IGBT的驅(qū)動模塊采用富士電機公司的EXB841驅(qū)動器，AT90LS8535輸出的三相脈寬調(diào)制SPWM波經(jīng)分相與開通延時電路分為六路輸出，分別控制EXB841的光耦，以驅(qū)動6個IGBT功率器件；40腳的PA0作為A/D采樣輸入口，采樣電位器給定頻率；16腳的INT0外部中斷作為電路故障信號（過流、過壓等）的輸入腳； 由于AT90LS8535芯片復(fù)位時端口的初始狀態(tài)是“高”，因此封鎖信號和驅(qū)動信號均設(shè)為“低”電平為無

20、效狀態(tài)；PWM的載波周期由片內(nèi)定時器T0完成；定義T/C1控制寄存器TCCR1A和T/C2控制寄存器TCCR2，使T/C1、T/C2工作在8位PWM模式。PD4（OC1B）、PD5(OC1A)、PD7（OC2）作為三相PWM輸出口；擴展8279鍵盤顯示接口芯片，可自動完成鍵盤的掃描輸入和LED的掃描顯示輸出，節(jié)省了CPU對鍵盤/顯示器的操作時間。內(nèi)部有硬件看門狗，防止程序跑飛。3 系統(tǒng)軟件設(shè)計 采用模塊化設(shè)計思想，包括主程序、T/C0中斷服務(wù)子程序、外部中斷服務(wù)子程序、鍵盤顯示子程序等。 主程序的主要任務(wù)是對逆變器的輸出頻率進行采樣，計算調(diào)制深度M、載波比N、載波周期定時常數(shù)T,確定正弦時標。

21、計算脈沖寬度，根據(jù)(4)、（5）式計算出三相開關(guān)點TonU,TonV,TonW,ToffU,ToffV,ToffW，主程序流程圖略可向作者索取。 T/C0中斷服務(wù)程序:定時時間到達載波周期T后，CPU執(zhí)行T/C0中斷服務(wù)程序，讀開關(guān)點數(shù)據(jù)，計算各相占空比，存儲在相應(yīng)PWM控制寄存器中，PWM使能，向端口發(fā)送驅(qū)動信號。程序流程圖3所示。 外部中斷服務(wù)程序：當(dāng)IGBT上發(fā)生過流時，EX841立即向單片機申請中斷，CPU發(fā)出指令封鎖所有輸出，有效地保護各功率器件。5實驗及結(jié)論 按照上述的設(shè)計思想，開發(fā)了單片機控制系統(tǒng)的軟硬件，程序由ICCAVR編寫，在SL-AVR實驗開發(fā)機上調(diào)試通過，輸出波形經(jīng)示波

22、器觀察，SPWM波形線性度較好，當(dāng)給定頻率改變時，三相線電壓基本保持對稱。 采用等效面積法生成的SPWM波形精度高，更接近正弦波，且諧波分量小，同時也對CPU的運算速度提出更高要求。本文利用高速嵌入式AVR單片機產(chǎn)生SPWM脈沖序列，與專用控制芯片相比，具有速度快、精度高、算法靈活等特點，同時由于AVR單片機價格低廉，編程開發(fā)方便，在低成本的變頻調(diào)速系統(tǒng)中有良好的發(fā)展前景。基于SA4828的三相組合式逆變器設(shè)計 空軍雷達學(xué)院劉茂榮(武漢) 1引言 電源設(shè)備是一種量大面廣、通用性很強的電子產(chǎn)品。幾乎在現(xiàn)代通訊、電子儀器、計算機、工業(yè)自動化、電力工程、國防等部門都要使用電源，在其它各個行業(yè)及日常生

23、活中，電源也得到了廣泛應(yīng)用。隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，對電源設(shè)備也提出了更高的要求。為了滿足眾多的用戶，電源的規(guī)格品種是越來越多，由于電源的應(yīng)用對象具有多樣性、新穎性和復(fù)雜性，所以電源設(shè)備不僅要做到高質(zhì)量、高效率、高可靠性，而且要有適應(yīng)其各式各樣負載的輸出特征。三相輸出的逆變電源，在集中供電等多數(shù)情況下，都會面臨三相負載不平衡問題，嚴重的是負載100不平衡。即使電源在安裝使用之初，盡量分配三相負載達到平衡，可在用電過程中卻無法保證三相負載同時開、關(guān)機，加上逆變器內(nèi)阻比起發(fā)電機的內(nèi)阻要大得多，因而引起的各種影響不得忽視。 為了取得標準一致便于分析，將三相負載100不平衡，定義為兩種情況，第一種情況為其

24、中一相滿載，另外兩相空載；第二種情況為兩相滿載，另一相空載。 我們大致統(tǒng)計一下負載不平衡對輸出電壓的影響，如表1所示。 表1負載不平衡對輸出電壓的影響 三相負載不平衡度 020 2135 3650 51100 三相電壓不平衡度 2 5 10 10 一般三相逆變電源，輸出電壓的不平衡度指標為20時，電壓不平衡度已經(jīng)超標。 三相負載100不平衡時，引起逆變器的輸出有的相電壓升高，有的相電壓降低，使逆變器無法正常工作，甚至造成負載損壞。于是解決三相逆變電源，在負載100不平衡時，能正常工作刻不容緩。然而，單純要求用戶在使用過程中，保持三相負載平衡，顯然不現(xiàn)實，只有在逆變電源本身尋找切實可行的解決辦法

25、。 目前解決負載100不平衡，采用的辦法有兩種，一是將輸出變壓器，三相繞組重新分配后再串聯(lián)起來。這種方法雖然簡單，部分解決了負載不平衡，但沒有徹底解決負載100不平衡的情況，同時電壓的穩(wěn)定度不高。二是將逆變部分，分為三個獨立的橋式逆變器，然后按相位差120、240的相序，組合為一個三相輸出的逆變電源。這種系統(tǒng)徹底解決了負載100不平衡的問題，結(jié)構(gòu)關(guān)系非常明確，保證了三相輸出電壓平衡，電壓穩(wěn)定度高。但電路較復(fù)雜，器件增多，成本提高。在產(chǎn)品設(shè)計之初，必須考慮產(chǎn)品最終的各項技術(shù)指標及性能，然后決定系統(tǒng)的工作模式與控制方式。綜合以上兩種方案，我們在研制新產(chǎn)品過程中，為了達到較好的輸出電壓穩(wěn)定度和平衡度

26、，采取了第二種方案。在系統(tǒng)設(shè)計中優(yōu)化電路，減少器件，降低成本。特別是采用MITEL公司的SA4828與單片機，簡化控制電路取得較明顯效果。 圖1系統(tǒng)原理框圖 圖2SA4828管腳圖 2系統(tǒng)構(gòu)成 主電路主要由AC/DC整流濾波、DC/AC三個獨立的單相橋式逆變器、輸出濾波三大部分所構(gòu)成。原理框圖如圖1所示。 輸入三相380V、50Hz交流電壓，經(jīng)EMI抑制、整流、濾波后的直流高壓，供給三個單相半橋逆變器。三個逆變器分別在控制電路相位差120、240的驅(qū)動信號作用下，輸出SPWM波形。最后經(jīng)三個獨立的變壓器及濾波電路，組合成所需要的三相輸出電壓。其中逆變器開關(guān)管，采用了IPM智能模塊，由于開關(guān)管兩

27、端通、斷峰值電壓很小，所以不需再加特殊的吸收電路。輸出變壓器采用了集成電感技術(shù)，使變壓、濾波一體化，降低了噪聲,提高了效率，增加了可靠性。電路簡單明了，無論負載如何不平衡，都不會使三相輸出電壓的不平衡度超標。 3控制方案 本系統(tǒng)采用三相高精度PWM波產(chǎn)生器SA4828與單片機為主，構(gòu)成控制電路。SA4828是MITEL公司繼SA828、SA838PWM波產(chǎn)生器系列之后，推出的新一代性能更優(yōu)、功能更強的大規(guī)模集成電路。它與微處理器連接，完成了所有外圍的檢測、控制和保護等功能，使系統(tǒng)智能化。 31SA4828簡介 （1）SA4828主要特點 靈活的控制功能SA4828能選擇三種不同的輸出波形，并且

28、能通過軟件決定三相輸出波形的幅值，是統(tǒng)一控制，還是三相分別獨立控制。這一功能擴大了用戶的使用范圍，尤其在需要解決逆變器負載100不平衡的問題時，顯得非常重要。 更高的頻率精度調(diào)制波頻率采用的是十六位，增加了頻率的分辯率，提高了逆變器輸出頻率的精度。 可靠性高SA4828新增加了“看門狗”電路，進行監(jiān)控，程序運行安全可靠。SA4828還采用了諧波抑制技術(shù)，降低了開關(guān)管的損耗。 （2）管腳說明 SA4828為標準28腳雙列直插式封裝，如圖2所示。主要管腳分類說明如下： 驅(qū)動信號及檢測 RPHT、RPHB、YPHT、YPHB、BPHT、BPHB為三相可獨立控制的TTL驅(qū)動信號，第一個字母表示紅、黃、

29、藍三相，分別相差120、240，后面的字母“T”為上開關(guān)管驅(qū)動信號，“B”為下開關(guān)管驅(qū)動信號。 圖3SA4828原理框圖 表2寄存單元地址及說明 AD3 AD2 AD1 AD0 寄存器 備注 0 0 0 0 R0 八位寄存器組 0 0 0 1 R1 0 0 1 0 R2 0 0 1 1 R3 0 1 0 0 R4 0 1 0 1 R5 1 1 1 0 R6 傳輸初始化命令 1 1 1 1 R7 傳輸控制命令 TRIP為狀態(tài)輸出指示。 SETTRIP、RST為關(guān)斷信號輸入端和復(fù)位端。 標準總線與控制模式 AD7AD0為地址與數(shù)據(jù)復(fù)用總線。 WR、RD、ALE為英特爾控制模式。 電源和時鐘 VDD、VSS分別為5V電源、接地端。 CLK為時鐘輸入端。 如果對照SA8282，可以看出SA4828在英特爾等模式下，只要將RS、MUX端接為高電平，SA4828就可以完全取代SA8282。但三相輸出波形的幅值，卻可分別靈活的控制。 （3）SA4828工作原理 SA4828原理框圖如圖3所示。 主要工作原理大部分與SA8282類似，具體可見參考文獻2?，F(xiàn)將SA4828特殊的原理解釋如下： 三種不同波形的選擇主要是通過傳輸給初始化寄存器和控制寄存器的命令，來設(shè)置三相波形ROM。它分別為正弦、