雷達(dá)原理(第三版)__丁鷺飛第9章

1、第 9 章 高分辯力雷達(dá) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 9.1 高距離分辯力信號及其處理高距離分辯力信號及其處理 9.2 合成孔徑雷達(dá)合成孔徑雷達(dá)(sar) 9.3 逆合成孔徑雷達(dá)逆合成孔徑雷達(dá)(isar) 9.4 陳列天線的角度高分辯力陳列天線的角度高分辯力 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 9.1 高距離分辨力信號及其處理高距離分辨力信號及其處理 當(dāng)濾波器輸入端為信號和噪聲的混合物時， 即 )()()(tntstx i 先設(shè)噪聲為均勻白噪聲，其雙邊功率譜密度為pn(f)=no/2。si(t)為 確知，其頻譜si(f)為 dtetsfs ftj ii 2 )()( 當(dāng)濾波器的頻響h(f)為信號頻譜si(

2、f)的復(fù)共軛時，稱之為信號 的匹配濾波，在其輸出端可獲得最大信號噪聲比。即匹配濾波器 的頻率響應(yīng) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 0 2* )()( ftj i efksfh k為常數(shù)；t0是使濾波器物理可實(shí)現(xiàn)所附加遲延。匹配濾波器輸 出端可獲得的信號噪聲功率比的最大峰值可求得為 0 max 2 n e d 輸出噪聲平均功率 信號輸出功率最大峰值 式中，e為輸入信號能量， ttsffse ii d| )(|d| )(| 22 若按發(fā)射機(jī)峰值功率的定義(高頻周期平均值)，則匹配濾波器輸 出端的信噪比 0 max n e d 輸出噪聲平均功率 輸出信號峰值功率 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 說明輸出端最大信

3、噪比只取決于輸入信號能量e和輸入噪聲功率 譜密度 ，而和輸入信號形式無關(guān)。 匹配濾波器的時域脈沖響應(yīng)h(t)可由其頻響h(f)求得： 2/ 0 n )()2exp()()( 0 * ttsdfftjfhth i 由于物理上存在的實(shí)信號滿足s*i(t0-t)=si(t0-t)，故匹配濾波器 的脈沖響應(yīng)h(t)=si(t0-t)，它是輸入信號si(t)的鏡像，并有相應(yīng)的 時延t0。 為保證濾波器在物理上可實(shí)現(xiàn)，其脈沖響應(yīng)h(t)應(yīng)滿足 h(t)=0， t0時 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 如果信號出現(xiàn)于時間間隔(0,ts)內(nèi)，則應(yīng)有t0ts。為了充分利用輸 入信號能量，也應(yīng)選擇tots，即輸出達(dá)到最大

4、峰值的時間， 必 然在輸入領(lǐng)事全部結(jié)束之后，即充分利用了信號的全部能量。 匹配濾波器輸出y(t)是輸入x(t)和h(t)的卷積， 即 )()()()( )()()()()()( 00 0 ttcttctyty duutnutsutsduutxuhty snssns ii 從原理上講，匹配濾波器等效為一個互相關(guān)器，它的輸出是 信號si(t)的自相關(guān)函數(shù)及信號和噪聲的互相關(guān)函數(shù)。匹配濾波和 相關(guān)接收在本質(zhì)上是相同的，只是在技術(shù)實(shí)現(xiàn)的方法上有差異， 可根據(jù)使用時的不同情況選用其中之一。從輸出y(t)可看出，信 號ys(t)達(dá)到最大值的時間是t=to，即自相關(guān)函數(shù)值最大。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 信

5、號自相關(guān)函數(shù)ys(t)與其頻譜si(f)的關(guān)系為 dfefsdtutstsucuy fuj iiisss 2 2 )()()()() ( 即自相關(guān)函數(shù)是信號功率譜的傅里葉變換，信號頻譜愈寬時， 其時域上的自相關(guān)函數(shù)愈窄， 相應(yīng)的距離分辨力愈高。 距離(時延)分辨力是所用信號形式的固有特笥，信號通過 匹配濾波器后的輸出，ys(u)是信號的自相關(guān)函數(shù)。在距離分辨 力的理論研究中，常定義時延分辨常數(shù)a來表征信號的時延分 辨特性： )0( | )(| 2 2 s s y duuy a 第 9 章 高分辯力雷達(dá) a值愈小，信號固有的時延分辨力愈強(qiáng)。根據(jù)傅里葉變換式 2 | )(|)(fsuys 以及巴塞

6、瓦爾定理，at可改寫為 2 4 4 | )(| | )(| dffs dffs a 其量綱為時間，而距離分辨力取決于信號的頻譜結(jié)構(gòu)。 例如， 簡單矩形脈沖寬度為時，可計算得其a=2/3，線性調(diào)頻脈沖 其調(diào)頻帶寬為bm時，a= 1/bm。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 根據(jù)匹配濾波器理論，在白噪聲背景下，濾波器輸出端信號 噪聲功率比的最大峰值為2e/n0，即當(dāng)噪聲功率譜密度給定后， 決定雷達(dá)檢測能力的是信號能量e。 早期脈沖雷達(dá)所用信號，多是簡單矩形脈沖信號。這時脈沖 信號能量e=pt，pt為脈沖功率，為脈沖寬度。當(dāng)要求雷達(dá)探測 目標(biāo)的作用距離增大時，應(yīng)該加大信號能量e。增大發(fā)射機(jī)的脈 沖功率是一個

7、途徑，但它受到發(fā)射管峰值功率及傳輸線功率容量 等因素的限制，只能有一定范圍。在發(fā)射機(jī)平均功率允許的條件 下， 可以用增大脈沖寬度的辦法來提高信號能量。但應(yīng)該注意 到，在簡單矩形脈沖條件下，脈沖寬度直接決定距離分辨力。 為保證上述指標(biāo)，脈沖寬度的增加會受到明顯的限制。 提高雷 達(dá)的探測能力和保證必需的距離分辨力這對矛盾，在簡單脈沖信 號中很難解決，這就有必要去尋找和采用較為復(fù)雜的信號形式。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 匹配濾波器輸出信號是波形的自相關(guān)函數(shù)，它是信號功率 譜的傅里葉變換值。因此距離分辨力取決于所用信號的帶寬b。 b愈大，距離的分辨力越好。在簡單矩形脈沖時，信號帶寬b與 其脈沖寬度滿足

8、b1 的關(guān)系， 因此用寬脈沖時必然降低其距 離分辨力。如果在寬脈沖內(nèi)采用附加的頻率或相位調(diào)制，以增 加信號帶寬b，那么，當(dāng)接收時用匹配濾波器進(jìn)行處理，可將長 脈沖壓縮到1/b寬度，這樣既可使雷達(dá)用長的脈沖去獲得大的能 量， 同時又可以得到短脈沖所具備的距離分辨力。這種信號稱 為脈沖壓縮信號或稱為大時寬帶寬積信號。因?yàn)槊}沖內(nèi)有附加 調(diào)制后，其脈寬和帶寬b的乘積大于1，一般采用b1。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 脈沖壓縮的概念始于第二次世界大戰(zhàn)初期，由于技術(shù)實(shí)現(xiàn) 上的困難，直到20世紀(jì)60年代初， 脈沖壓縮信號才開始使用于 超遠(yuǎn)程警戒和遠(yuǎn)程跟蹤雷達(dá)。70年代以來，由于理論上的成熟 和技術(shù)實(shí)現(xiàn)手段日趨

9、完善，使得脈沖壓縮技術(shù)能廣泛運(yùn)用于三 坐標(biāo)、 相控陣、偵察、火控等雷達(dá)，從而明顯地改進(jìn)了這些雷 達(dá)的性能。 為了強(qiáng)調(diào)這種技術(shù)的重要性，往往把采用這種技術(shù) 的雷達(dá)稱為脈沖壓縮雷達(dá)。為獲得高的距離分辨力，必須采用 脈沖壓縮信號。此外，大時寬帶寬信號由于其發(fā)射功率的峰值 較低， 還具有低截獲概率的優(yōu)點(diǎn)。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 9.1.1 線性調(diào)頻脈沖壓縮信號的匹配濾波器線性調(diào)頻脈沖壓縮信號的匹配濾波器 線性調(diào)頻信號可表示為 2 cos)( 2 0 t t t arecttsi (9.1.1) 式中 0 1 t rect 2 1 2 1 t t 為矩形函數(shù)。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 線性讞頻信號

10、的包絡(luò)是寬度為的矩形脈沖，但信號的瞬時 載頻是隨時間線性變化的。瞬時角頻率i為 t dt d i 0 (9.1.2) 在脈沖寬度內(nèi)，信號的角頻率由 變化到 ， 調(diào)頻的帶寬 。 對于這種信號，其時寬頻寬乘積d是一個 很重要的參數(shù)， 表示如下： t f 2 2 0 2 m b t f 2 2 0 2 2 1 m bd (9.1.3) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖9.1 線性調(diào)頻脈沖波形 0 2 2 t si(t) 0 si (x t ) x 0 si(x t ) x 2 t 2 t t 2 t 2 t t 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 1. 線性調(diào)頻信號通過匹配濾波器的輸出線性調(diào)頻信號通過匹配濾波器的

11、輸出 首先討論線性調(diào)頻信號通過匹配濾波器的輸出以觀察脈沖 壓縮的情況，這個結(jié)果由時間域上比較容易得到。 濾波器輸出 信號so(t)與輸入信號si(t)及濾波器脈沖響應(yīng)h(t)之間的關(guān)系是 dxxthxsts io )()()( 而匹配濾波器的脈沖響應(yīng)h(t)=ksi(t0-t)，故得 )()( 0 ttxksxth i 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 令t-t0=t，則得 dxtxsxskdxttxsxskts iiiio ) ()()()() ( 0 將 2 ) ( ) (cos ) ( 2 cos 2 )( 2 0 2 0 tx tx tx rectatxs x x x rectaxs i i

12、代入上式后，再展開三角函數(shù)。因?yàn)楫?dāng)0很高時，倍頻項(xiàng)對積 分值的貢獻(xiàn)甚微，故可略去倍頻項(xiàng)。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 按圖 9.2 所示的積分限，可分兩段求得積分值。 當(dāng)0t時， (9.1.4) 2cos 1 2 sin 2 sin 2 2 cos 2 ) ( 0 2 2/ 2/ 2 0 2 2 0 2/ 2/ 2 tf t t t ka txtt t ka dxtxtt ka ts t t o 第 9 章 高分辯力雷達(dá) (9.1.5) cos 1 2 sin 2 2 sin 2 2 sin 2 2 sin 1 2 2 cos 2 ) ( 0 2 2 0 2 0 2 2/ 2/ 2 0 2 2

13、0 2/ 2/ 2 t t t t ka tttttt t ka txtt t ka dxtxtt ka ts t t o 當(dāng)-t0 時， 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 合并(9.1.4)和(9.1.5)兩式， 可得 2cos 2 | | 1 2 sin 2 ) ( 0 2 tf t t t ka tso (9.1.6) 上式代表線性調(diào)頻信號經(jīng)過匹配濾波器的輸出。它是一個固定載 頻f0的信號，其包絡(luò)調(diào)制函數(shù)如(9.1.6)式所示。當(dāng)t1時， , 1 )()( )()( 21 21 xcxc xsxs 2()=45 即 表示線性調(diào)頻信號特征的，是其頻譜的平方律相位項(xiàng)1()， 在 正向斜率調(diào)頻的情況下

14、， 2 0 1 )( )( 具有與頻差(-0)成平方關(guān)系而和調(diào)頻斜率成反比的滯后相位。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 用同樣的方法，可求出信號在負(fù)頻率軸上的頻譜si-(f), 這二 部分頻譜對于f=0點(diǎn)共軛對稱，即si-(f)=s*i+(-f)。 求出信號的頻譜函數(shù)后，即可求得其匹配濾波器的頻率特 性為 )2exp()()( 0 * ftjfksfh o 通常使用的線性調(diào)頻脈沖，均滿足d=b1，故其頻譜的振幅分 布很接近于矩形，而2()在頻帶范圍內(nèi)近似為常數(shù)。因此匹配 濾波器的頻率特性應(yīng)是： (1) 振幅行性接近于矩形，中心頻率為信號的頻率，而帶寬 等于信號的調(diào)制頻偏bm=/(2)。 第 9 章

15、高分辯力雷達(dá) (2) 相位特性的特點(diǎn)是和平方相位項(xiàng)共軛，然后再加一個遲 延項(xiàng)，即 0 2 0 2 )( )(t f 濾波器的群遲延特性為 0 0 )( )(t d d t f f (9.1.13) 即要求濾波順具有色散特性，群遲延值應(yīng)隨著頻率的增加而減 小，再加上遲延t0，以保證在整個頻帶范圍內(nèi)群遲延值均是負(fù)值。 這樣的濾波器，物理上有可能實(shí)現(xiàn)。濾波器的群遲延特性正好 和信號的相反，因此信號通過匹配濾波器后相位特性得到補(bǔ)償 而使輸出信號相位均勻，保證信號在某一時刻出現(xiàn)峰值。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.4 線性調(diào)頻壓縮信號的匹配濾波器 振幅 匹配網(wǎng)絡(luò) 相位 匹配網(wǎng)絡(luò) 2 m b 2 m

16、b f0f h( f ) f 2 m b f0 2 m b f0 t0 tf t t f0 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 3. 副瓣抑制副瓣抑制 線性調(diào)頻信號匹配濾波器輸出端的脈沖，是經(jīng)過壓縮后的窄 脈沖，輸出波形具有辛克函數(shù)sinx/x的性質(zhì)。除主瓣外，還有在時 間軸上延伸的一串副瓣?？拷靼甑牡谝桓卑曜畲?，其值較主峰 值只低13.46db，第二副瓣再降低約4db，以后依次下降。副瓣零 點(diǎn)間的間隔為1/b。一般雷達(dá)均要觀察反射面差別很大的許多目 標(biāo)，這時強(qiáng)信號壓縮脈沖的副瓣將會干擾和掩蓋弱信號的反射回 波，這種情況在實(shí)際工作中是不允許的。因此能否成功地使用線 性調(diào)頻脈壓信號，就依賴于能否很好地抑

17、制時間副瓣。 可以采用失配于匹配濾波器的準(zhǔn)匹配濾波器來副瓣的性能， 即在副瓣輸出達(dá)到要求的條件下，應(yīng)使主瓣的展寬及其強(qiáng)度的變 化值最小。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 匹配濾波器輸出端的信號so(t)可以表示為 des dess dehsts tj tj tj o 2 * )( 2 1 )()( 2 1 )()( 2 1 )( (9.1.14) 輸出信號的形狀是由信號譜和濾波器頻率響應(yīng)的乘積所決 定的。要控制副瓣的大小，就必須設(shè)法改變信號頻譜或?yàn)V波器 頻率響應(yīng)， 即采用加權(quán)或頻譜整形的辦法來得到。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 求最佳的頻譜函婁來得到所需輸出波形的問題是和低副瓣 天線設(shè)計問題相同的。在

18、設(shè)計天線時， 改變孔徑照射函數(shù)來得 到一個低副瓣遠(yuǎn)區(qū)方向圖，同時保持最小的主瓣展寬和增益損 失。 這個關(guān)系可由以下公式求出： dz z jzwe d d 2/ 2/ sin2exp)()( 式中，e()為遠(yuǎn)區(qū)電場強(qiáng)度；為方向角，w(z)為電流分布函 數(shù)，d為天線尺寸。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 遠(yuǎn)區(qū)場e()由電流分布的傅里葉積分得到。所得天線方向 圖e()和sin的關(guān)系與匹配濾波器輸出端波形和時間的關(guān)系相同。 在天線設(shè)計中，研究了許多可能的電流分布w(z)，以得到所需 的低副瓣參數(shù)，這些結(jié)果完全可以移用到線性調(diào)頻信號壓低副 瓣的措施中去， 只要令 s()h()=w() (9.1.15) 即可。

19、通常均假設(shè)失配集中在振幅特性上，而令濾波器的相 位特性和輸入信號譜的相位特性保持共軛。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 作為一般的原理，對于任一所需輸出時間函數(shù)so(t)，其所 要求的頻譜函數(shù)可由傅里葉變換對得到： dttjtsw o )exp()()( 根據(jù)這個公式可求所出要求的w()。下面借用綜合設(shè)計低副瓣 天線進(jìn)所得兩個結(jié)果作為加權(quán)函數(shù)的例子： (1) 泰勒(taylor)函數(shù)加權(quán)。為簡單計，只取函數(shù)的前二項(xiàng)， 得到 2 cos84. 01)( t w(9.1.17) (9.1.16) 或者化成歸一化(即=0時，w(0)=1)的形式為 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 2 cos912. 0088.

20、0)( t w 這種泰勒加權(quán)可以得到-40db的副瓣，主瓣稍加寬，大約為1.41 倍同樣帶寬矩形函數(shù)的壓縮脈寬。 (2) 哈明(hamming)函數(shù)加權(quán)。與上面的泰勒加權(quán)很接近， 其加權(quán)函數(shù)為 2 cos92. 008. 0)( h w(9.1.18) 經(jīng)哈明加權(quán)后，所得時間函數(shù)的副瓣較主峰值低42.8db，而3 db的主瓣脈沖寬度為不加權(quán)矩形頻譜時的1.47 倍。這是目前得 到最低副瓣的一種加權(quán)。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 4. 線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生和處理線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生和處理 (1) 線性調(diào)頻的產(chǎn)生。有兩種基本的方法產(chǎn)生線性調(diào)頻信號， 即有源法和無源法。其組成方框見圖 9.5(a), (b

21、)。有源法是利用 線性變化的鋸齒電壓去控制壓控振蕩器的頻率，以得到所需變 化規(guī)律的調(diào)頻波，經(jīng)時間整形后送到倍頻和變頻設(shè)備，使之變 為雷達(dá)工作頻率上的線性調(diào)頻波供發(fā)射系統(tǒng)使用。無源產(chǎn)生法 則利用脈沖擴(kuò)展濾波器來產(chǎn)生調(diào)頻信號，它是目前用得較多的 一種方法。設(shè)激勵脈沖為(t)，其相應(yīng)頻譜為s()，而擴(kuò)展濾波 器的頻率特性為h()，則濾波器輸出波形si(t)為 dehsts tj i )()( 2 1 )( 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.5 線性讞頻信號的產(chǎn)生 (a) 有源法；(b) 無源法 電壓控制 振蕩器 波門 選通 倍頻器 線性鋸齒 波產(chǎn)生器 方波 產(chǎn)生器 同步信號 送變頻器及 高功率發(fā)射機(jī)

22、 t (a) 擴(kuò)展濾波器 h() 波門及限幅混頻及濾波功率放大器 sinx / x 脈沖產(chǎn)生器 收發(fā)開關(guān) (b) 本振信號 si(t) s ( f ) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) si(t)波形經(jīng)整形和混頻后，就是發(fā)射機(jī)的輸出波形。激勵脈沖的 選擇應(yīng)當(dāng)使擴(kuò)展以后的信號合乎線性調(diào)頻的要求，即在擴(kuò)展濾 波器頻帶范圍內(nèi)具有均勻的頻譜。例如激勵脈沖具有以下波形： t t t t t t p p p 0 cos 2 2 sin )( 式中，0為擴(kuò)展濾波器的工作頻率。產(chǎn)生線性調(diào)頻信號時，擴(kuò) 展濾波器常采用色散延遲線，其振幅頻率特性在頻帶范圍內(nèi)是 均勻的，呈矩形狀， 而相位特性在頻帶范圍內(nèi)應(yīng)具有平方特性， 以

23、便得到線性延遲性能參看(9.1.13)式。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 當(dāng)發(fā)射機(jī)用無源法產(chǎn)筆線性調(diào)頻信號時，接收系統(tǒng)的匹配 濾波器可以采用和擴(kuò)展濾波器頻率特性呈復(fù)共軛的壓縮濾波器。 如果想在收發(fā)系統(tǒng)中采用相同頻率特性的濾波器分別作擴(kuò)展和 壓縮之用，則可在接收機(jī)中匹配濾波器之前， 加一個旁頻反轉(zhuǎn) 電路，如圖 9.6 所示。旁頻反轉(zhuǎn)電路實(shí)際上就是一個混頻器， 它的本振頻率高于信號頻率， 輸出取差頻部分， 濾去和頻部 分。 差頻信號的調(diào)頻斜率和原輸入信號正相反， 故可利用原 來的擴(kuò)展濾波器作為壓縮的匹配濾波器用。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.6 用一種濾波器的無源線性調(diào)頻系統(tǒng) 收發(fā)開關(guān) 混頻器濾

24、波器 壓縮濾波器 h() 旁頻反轉(zhuǎn)電路 由發(fā)射機(jī)來 f f0tfit 本振l0 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 線性調(diào)頻信號在雷達(dá)中使用時，常需要在脈沖與脈沖間進(jìn)行 有效的相參積累，例如在目標(biāo)成像達(dá)及其它地面雷達(dá)。常規(guī)雷 達(dá)的距離延遲是相對主脈沖而言的， 因此脈沖重復(fù)頻率觸發(fā)與 模氦示產(chǎn)生線性調(diào)頻信號時的壓控振蕩器(vco)或脈沖展寬濾波 器之間的任何時間抖動，都會變換成相鄰脈沖間的相位誤差數(shù) 據(jù)。由于電路不穩(wěn)所產(chǎn)生的時間抖動具有隨機(jī)性，它所引起的 相位誤差是一種相位噪聲。經(jīng)過分析研究知，當(dāng)相位噪聲的均 方值大于10時會造成顯著的相參積累損失。下面舉例說明高 分辨力雷達(dá)對電路時間抖動的要求：雷達(dá)工作

25、頻率f0=10ghz (=3 cm)， 中頻為750 mhz、線性調(diào)頻信號帶寬為 pst31078. 2 1010 1 360 10 12 9 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 即允許時間抖動t=3ps， 時間抖動是由prf源的頻率不穩(wěn)以及 線性調(diào)頻信號形成電路時間不穩(wěn)所引起的。由于prf源不穩(wěn)而 要求達(dá)到的穩(wěn)定度為 是容易達(dá)到 的。 而對模擬電路，如脈沖產(chǎn)生器、鋸齒波產(chǎn)生器等，要達(dá)到 小于 3 ps的時間抖動則是件較困難的事。 除了對電路穩(wěn)定性的要求外，用模擬法產(chǎn)生線性調(diào)頻信號 另一個不足是很難獲得所期望的頻率線性度和波形平坦度， 特 別是在成像雷達(dá)需要大的時間帶寬積時。不然，就需要附加 的頻率線性

26、化、溫控及標(biāo)準(zhǔn)方法， 這就會使設(shè)備復(fù)雜并使可靠 性下降。 9 105 . 13500 tf f f 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.7 dds chirp產(chǎn)生器 頻率累 積器 相位累 積器 相位加 法器 器件1 存儲器 (rom) 器件2器件3 dac 第 9 章 高分辯力雷達(dá) (2) 線性調(diào)頻信號使用的匹配濾波器。線性調(diào)頻信號用的匹 配濾波器有多種形式，下面舉出模擬處理和靈敏字處理的例子。 用表面聲波器件做成的色散濾波器是模擬濾波器的一個代 表。表聲器件是20世紀(jì)60年代以后發(fā)展起來的一種新型器件， 它的突出優(yōu)點(diǎn)是體積小，工作可靠，器件制作的重復(fù)性好。 表 面聲波延遲線的結(jié)構(gòu)示意如圖 9.

27、8 所示?；牟牧暇哂袎弘娦?應(yīng)，例如常用的linbo5，在基片上用金屬化光刻方法做了兩個 換能器，左邊接輸入信號，右邊接負(fù)載。換能器的形狀像交叉 的手指，故稱為叉指換能器。當(dāng)交流信號輸入時，由于壓電效 應(yīng)使指條之間材料產(chǎn)生形變，這種周期性形變成為超聲波傳播， 其頻率等于信號頻率。向右傳播的超聲波到達(dá)接收換能器后， 轉(zhuǎn)換為電信號輸出，這就產(chǎn)生了輸出信號的延遲。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 為了達(dá)到色散延遲(即不同頻率具有不同的延時)的目的， 叉指換能器應(yīng)做成參差形的，發(fā)射和接收端的參差互為鏡像。 恰當(dāng)?shù)卦O(shè)計叉指的寬度和間隔，就可以獲得所需色散特性。 高 頻成分在換能器的稠密部分產(chǎn)生和接收， 而

28、在叉指的稀疏部分 則產(chǎn)生和接收較低的頻率分量。帶寬是通過指間隔的變化來決 定的。用表聲器件做成的色散濾波器，還具有容易加權(quán)的優(yōu)點(diǎn)。 在濾波器時，改變指條的交叉長度，就可達(dá)到加權(quán)的目的。 常 用這種加權(quán)濾波器來抑制壓縮后的距離副瓣強(qiáng)度。 表面聲波色 散濾波器具有簡單、尺寸小、 制造時器件的再現(xiàn)性高等基本優(yōu) 點(diǎn)， 是應(yīng)用最廣泛的器件之一。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.8 表面聲波色散遲延線 輸入輸出 叉指換能器 基片 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 匹配濾波順的壓縮輸出s0(t)可以表示為 dsthtsthts io )()()()()( (9.1.19) 濾波器的沖擊響應(yīng)h(t)=s*i(t0-

29、t), si(t)為有限長度。數(shù)字卷積運(yùn)算可 用橫向?yàn)V波器實(shí)現(xiàn)，輸入信號si(nt)經(jīng)加權(quán)h(t-nt)后求和即可得 到結(jié)果，這就是時域卷積。 由卷積定律知： 二個函數(shù)卷積的付氏變換等于各自函數(shù)付 氏變換的乘積， 則 )()()()(fhfsthttsf ii 而 si(t)*h(t)=so(t)=f-1si(f)h(f) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.9 數(shù)字處理方框圖(頻率域) 移位 寄存 器 fft 乘 法 器 ifft 移位 寄存 器 濾波器頻率特性h( f ) so(t) (加權(quán)系數(shù)) 輸入信號 a / da / d si(t)基準(zhǔn)電壓 i q 90 移相 第 9 章 高分辯力雷

30、達(dá) 用正交雙通道處理時， 雷達(dá)中頻回波經(jīng)正交兩路相位檢波 后，復(fù)調(diào)制信號被分解成實(shí)部與虛部。它們分別經(jīng)過模/數(shù)(a/d) 變換后送去做快速傅里葉變換(fft)： 得到信號的頻譜(數(shù)字式 頻譜)。信號頻譜應(yīng)和匹配濾波器的頻率特性相乘，即信號頻譜 應(yīng)乘上相應(yīng)的加權(quán)系數(shù)。加權(quán)系數(shù)由濾波器特性所決定，通常 包括幅度和相位兩部分。信號頻譜經(jīng)過加權(quán)后，得到信號譜與 濾波器頻率特性的乘積，然后再送到快速傅里葉反變換，即可 在輸出端得到壓縮信號的時間波形。濾波器的加權(quán)數(shù)存放在存 貯器中，可以用大規(guī)模集成電路做成的只讀存貯器來豐放這些 系數(shù)，這樣更換系數(shù)值比較方便， 便于處理各種不同的波形。 當(dāng)代高分辨測繪和目

31、標(biāo)成像中使用的一類重要波形稱之為 “展寬”波形， 它是大的時間-帶寬積線性fm脈沖，對這種信 號的處理采用相關(guān)和頻譜分析技術(shù)。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.10 寬波形信號處理(相關(guān)接收) t / s f / mhz 本振信號(參考 線性調(diào)頻信號) 回波信號 相位檢波后 的回波信號 abc c b a f0 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 設(shè)頻率變化率為，脈沖寬度為，則其頻寬b=，如按匹 配壓縮后，則其距離時間分辨力為1/b。而相關(guān)接收后，得到單 一頻率信號，其時寬為，此時譜線寬度為 1/，在頻率域上分 辨1/的寬度等效于時間上的分辨能力為 , 1 t 即 b t 11 (9.1.21) 這種

32、技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是極大地簡化了信號處理(特別當(dāng)信號時寬頻寬 積甚大時)。 回波信號經(jīng)過與基準(zhǔn)電壓相乘后得到較低頻率的窄 帶信號， 容易進(jìn)行處理。 缺點(diǎn)是距離窗口(參考電壓的位置)需 要和目標(biāo)距離合理地靠近。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 9.1.2 編碼信號及其匹配濾波器編碼信號及其匹配濾波器 二相編碼信號的基本形式如圖 9.11 所示。一個載波寬脈沖 信號被分成n個寬度為的單元，每個單元被“+”或“-”編碼。 其中正號表示正常的載波相位，而負(fù)號相應(yīng)為180相移。波形 中第k單元的振幅用ak表示，假定每一段的振幅均為1，而相位 根據(jù)編碼是0和二者之一。這時可用離散形式寫出波形的自相 關(guān)函數(shù)為 mk n

33、k k aam 1 )( (9.1.22) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.11 二相編碼信號 t n 振幅 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 其中-(n-1)m(n-1)。當(dāng)m=0時，自相關(guān)函數(shù)(0)值最大， 它 等于碼元數(shù)n。 由匹配濾波器理論知道， 信號通過匹配濾波器 的輸出就是信號的自相關(guān)函數(shù)。因此，在雷達(dá)信號中所用的二 相編碼信號，應(yīng)要求其自相關(guān)函數(shù)具有高的主峰和低的副瓣。 現(xiàn)舉巴克碼為例說明。巴克碼自相關(guān)函數(shù)的主副瓣比等于壓縮 比，即等于碼長n，副瓣均勻，是一種較理想的編碼脈壓信號。 可惜它的長度有限。已經(jīng)證明，對于奇數(shù)長度，n13；對于偶 數(shù)長度，n為一完全平方數(shù)，但已證明n在4到60

34、84之間不存在， 超過6084的碼一般不采用。巴克碼的自相關(guān)函數(shù) 010 0 )( m mn m 或 (9.1.23) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 求出自相關(guān)函數(shù)(應(yīng)包括其精細(xì)結(jié)構(gòu))后，即可找出編碼信號的 功率譜， 以13位巴克碼為例， 其功率譜函數(shù)為 sin )13sin( 12 2/ )2/ sin( ) ()( 2 p 可認(rèn)為其頻譜寬度主要由子脈沖寬度決定。 l序列是使用中感興趣的一種編碼。這是用線性反饋移位 寄存產(chǎn)生器所能獲得的最大長度序列。l序列的結(jié)構(gòu)類同于隨 機(jī)序列，因而具有我們期望的自相關(guān)數(shù)。l序列常被稱為偽隨 機(jī)(pr)或偽噪聲(pn)序列。一個典型的移位寄存產(chǎn)生器如圖 9.12

35、 所示。n級移位寄存器初始均設(shè)置為1或組合0與1。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.12 移位寄存產(chǎn)生器 n2n1n123 模 2 相加器 output 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 移位寄存器按時鐘頻率脈動，任一級的輸出均是二進(jìn)制序 列。當(dāng)合適地選擇反饋聯(lián)接時，輸出是一個最大長度序列， 爾 后重復(fù)輸出。 最大序列的長度為2n-1，n為移位寄存產(chǎn)生器的級數(shù)。從n 級移位寄存產(chǎn)生器所能獲得的最大長度序列總數(shù)m為 i pn n m 1 1(9.1.25) 式中，pi是n的質(zhì)數(shù)。對于應(yīng)用來講，知道同樣長度序列有多少 種不同形式是重要的。 最大長度序列的子脈沖數(shù)n也等于雷達(dá)信號的時寬帶寬積。 系統(tǒng)的帶寬

36、取決于時鐘頻率。改變時鐘頻率、反饋連接，就可 產(chǎn)生不同時寬、頻寬的波形。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.13l序列自相關(guān)函數(shù) (a) 周期使用； (b) 非周期使用 n15 n15 2 1 2 1 oo n (a)(b) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.14 相位編碼信號的數(shù)字脈壓 (a) 數(shù)字式相關(guān)； (b) 數(shù)字相關(guān)器組成 碼元產(chǎn)生器 相關(guān)器平方 22 qi 平方相關(guān)器 a / d a / d idet qdet 90 子脈沖 濾波器 中頻接收 信號 相參檢波 同相支路 同相支路 正交支路 正交支路 相參檢波 相參振蕩 到rf調(diào)制器 和發(fā)射機(jī) (a) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9

37、.14 相位編碼信號的數(shù)字脈壓 (a) 數(shù)字式相關(guān)； (b) 數(shù)字相關(guān)器組成 a2a1a3a4 輸入序列 相關(guān)函數(shù) an 移位寄存器 (b) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 9.1.3 時間時間-頻率碼波形頻率碼波形 超距離分辨力需要使用超寬頻帶信號。 用于搜索和跟蹤目 標(biāo)的雷達(dá)， 通常工作在較窄的頻帶。如果該雷達(dá)具備寬的變頻 帶寬而可以工作在捷變頻狀態(tài)， 則可以采用時間-頻率碼來合 成高距離分辨力。 這種波形由一串n個脈沖組成，每個脈沖發(fā)射不同頻率， 頻率間的階躍為一固定值， 見圖9.15所示。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.15 時間-頻率碼發(fā)射波形和參考波形 f1f2fnf1f2fn xi

38、(t) f1f2fnf1f2fn t1t2t 第一脈沖串長度t k0 第二脈沖串長度t k1 參考波形 tr xc(t) 發(fā)射波形 t 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 信號的距離分辨力或壓縮脈沖寬度由脈沖串的全部帶寬決 定， 而多普勒分辨力由波形的脈沖串長度t決定。例如典型波 形包含一串n個寬度為的脈沖，單個脈沖的譜寬為1/，則脈間 頻率階躍的值應(yīng)不大于1/，以保證脈沖中的組合頻譜在頻域上 鄰接而不出現(xiàn)縫隙。這種在時域和頻域上連接的n個脈沖具有 以下參數(shù)： 波形持續(xù)時間： n 波形帶寬： 時寬-帶寬積：n2 壓縮脈沖寬度： bn 1 nb 1 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 下面討論時間-頻率碼合成高距離

39、分辨力的原畫。設(shè)目標(biāo)為 “點(diǎn)”目標(biāo)， 雷達(dá)可以做相參處理， 在基帶(零中頻)上取出目 標(biāo)的幅度和相位信息。用一個距離門選通信號來選出每個發(fā)射 脈沖后在某個距離上的回波信號。 當(dāng)脈沖串持續(xù)時間內(nèi)目標(biāo)有 效視角不改變，則脈沖串所獲目標(biāo)數(shù)據(jù)可視作目標(biāo)的瞬時離散 頻譜特性。 設(shè)定發(fā)射波形為x(t)，接收信號為y(t)，運(yùn)動目標(biāo)回波延時 為z(t)，則時間頻率編碼信號的發(fā)射波形可表示為 xi(t)=bi cos(2fit+i), itrtitr+, i0n-1 fi=f0+i, tr為單個脈沖的重復(fù)周期 (9.1.26) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 接收到的信號可表示為 yi(t)=bicos2fi(t-

40、z(t)+i, itr+z(t)titr+z(t) c tvr tz t )(2 )( 遲延 相參檢測用的參考信號可表示為 xc(t)=bcos(2fit+i), itrt(i+1)tr (9.1.28) (9.1.27) mi(t)=aicos-2fiz(t), itr+z(t)titr+z(t) 它在第i個重復(fù)周期內(nèi)以頻率fi連續(xù)存在作為基準(zhǔn)信號。相參混頻 后輸出的基帶分量為 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 這是第i個重復(fù)周期收到目標(biāo)對第i個階躍頻率的響應(yīng)?；祛l器 輸出的相位值i(t)為 c tv c r ftzft t iii 22 2)(2)(9.1.29) 正交混頻器輸出可用極坐標(biāo)表示為

41、i j ii eag (9.1.30) 脈沖串的譜寬是 ，每個脈沖發(fā)射頻率不同。在第i個頻率上 回波響應(yīng)基帶輸出的樣點(diǎn)是目標(biāo)響應(yīng)在該頻率上的取樣，由n個 脈沖的回波響應(yīng)組成目標(biāo)回波在頻率域的取樣數(shù)據(jù)。對頻率域 取樣數(shù)據(jù)做傅里葉反變換，就可以獲得合成的時域波形。 1 n 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 對頻域取樣數(shù)據(jù)做離散傅氏反變換idft運(yùn)算(或等效fft算 法)，所獲得合成時域波形的取樣值hl為 1 0 ) 2 ( n i l n j il i egh 式中，l代表時域上的距離位置。令ai=1，則歸一化合成時域響應(yīng)為 1 0 2 exp n i iil l n jh 現(xiàn)討論目標(biāo)速度vt=0 時的情

42、況，此時hl為 1 0 2 2 2 exp n i iil c r fl n jh 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 式中，fi=f0+if, f為階躍頻率步長。 n yn j n y y c r fjhl 2 2 1 exp sin sin2 2exp 0 (9.1.32) 式中 l c fnr y 2 (9.1.33) 合成距離分布函數(shù)的幅度為 n y y hl sin sin | (9.1.34) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.16 相應(yīng)于固定點(diǎn)目標(biāo)的合成距離分布 012 n h 合成距離分布的離散值 包絡(luò)曲線 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 點(diǎn)目標(biāo)響應(yīng)的合成距離分布離散值hl和相應(yīng)的分布包絡(luò)均示

43、于 圖 9.16 中。點(diǎn)目標(biāo)響應(yīng)將在y=0, n, 2n, 處達(dá)到最大，離 這些峰值響應(yīng)最近的距離位置表示成l=l0, 系數(shù)l0相慶的距離為 , 2 , 1)( 2 0 kknl fn c r 仔細(xì)觀察可看出， f c k fn c lknl fn c r 22 )( 2 00 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 而 ，故第二項(xiàng)為未合成前單個脈寬度所決定的距離單元 數(shù)k值由選通距離門位置決定，第一項(xiàng)l0為合成距離分布的位置 數(shù)， 合成后的距離分辨單元為 。顯然，不模糊距離長度 為 ，即單個脈沖寬度所決定的距離。相對于系數(shù)l從0到n- 1，離散距離間隔由所選頻率步長大小及脈沖串?dāng)?shù)目來決定。 取樣分辨定義為

44、在分布曲線上任兩個相鄰位置的距離增量。n 個頻率階躍脈沖在不模糊距離長度 內(nèi)產(chǎn)生n個等步長的距離 增量，因此，取樣分辨率可表示為 f 1 fn c 2 f c 2 f c 2 b c f c n r s 22 1 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 可以證明：當(dāng)n值很大時，合成距離分布包絡(luò)上2/點(diǎn)間的距防 所確定的分辨率和取樣分辨率相似，這就是由總帶寬b=nf所 確定的瑞利分辨力。 當(dāng)目標(biāo)運(yùn)動vt0時，其合成距離分布將產(chǎn)生展寬和距離位 移現(xiàn)象，類似于線性調(diào)頻波形的模糊圖。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 9.2 合成孔徑雷達(dá)合成孔徑雷達(dá)(sar) 9.2.1 引言引言 雷達(dá)采用實(shí)際孔徑天線時，設(shè)陣天線長度為l

45、, 均勻加權(quán)； 在遠(yuǎn)場條件下，發(fā)射和接收均認(rèn)為是平面波。若工作波長為， 來自偏離視軸(垂直于陣面)方向的信號在天線端口處的相位是 位置的函數(shù)。如果設(shè)目標(biāo)方向偏離視軸角，則回波信號的單程 相位差(x)為 sin 2 )(xx 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 式中，x為接收點(diǎn)偏離相位基準(zhǔn)點(diǎn)的位置。用復(fù)數(shù)形式表示的天 線方向圖函數(shù)f()為 sin sinsin 1 )( 2 2 )( l l dxe l f l l xj 其功率方向圖為 2 2 sin sinsin )( l l f 半功率點(diǎn)(用歸一化方向函數(shù))： 2 1 sin sinsin )0( )( 2 2 2 l l f f (9.2.1) 第

46、 9 章 高分辯力雷達(dá) 這是超越函數(shù)，其圖解為 radl39. 1sin 即 l 44. 0|sin db3 對于小的波束寬度，即 ，可認(rèn)為sin()，則得實(shí)際 常用公式： 1 l l db 44. 0|3 或單程半功率波束寬度 l 88. 0| db3 (9.2.2) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 定義在2/處的瑞利分辨力為 l db4 | (9.2.3) 由此得到的橫向分辨力為 l rrr l rrr c c db4db4 db3db3 | 88. 0| (9.2.4a) (9.2.4b) 式中，r為目標(biāo)距離。收發(fā)雙程時，其半功率點(diǎn)分辯力可證明為 l r c 64. 0)(| db3 雙程(9

47、.2.5) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 9.2.2 sar 原原 理理 sar有兩種工作方式，一種是對回波信號作聚焦處理，另 一種是非聚焦處理。對于合成陣而言，當(dāng)目標(biāo)處于無窮遠(yuǎn)處， 其回波可視為平面波，而實(shí)際目標(biāo)的距離往往不滿足平面波照 射的條件。對應(yīng)于不同距離，目標(biāo)回波的波前是半徑不同的球 面波。如果在接收機(jī)信號處理時，對不同距離的球面波前分別 予以相位補(bǔ)償， 則對應(yīng)于這樣的處理稱為聚焦處理。如果將合 成陣各點(diǎn)上所接收的信號進(jìn)行相參積累，在積累前不改變各點(diǎn) 接收信號間的相位關(guān)系，即不加任何相位補(bǔ)償，則這種情況稱 為非聚焦處理。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 可以證明，聚焦處理時sar的方位線分辨力

48、為 2 d r a (9.2.6) 式中，d為天線尺寸，方位線分辨力和目標(biāo)距離r無關(guān)，這是一 個很奇妙的特性，在實(shí)際使用時帶來很多好處。 非聚焦處理時的方位線分辨力為 2 0 r r a (9.2.7) 式中，r0為合成陣中心到目標(biāo)的距離；工作波長。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 1. 非聚焦處理非聚焦處理 非聚焦處理時的合成孔徑長度l較小，可按遠(yuǎn)場平面波情 況近似分析，然后再加以修正。遠(yuǎn)場進(jìn)，從視軸方向照射來的 目標(biāo)回波到達(dá)天線孔徑的每一處是等相位的，如圖 9.17 所示， 可認(rèn)為與實(shí)際孔徑天線相似。 圖 9.17 中，偏離視軸橫向距離y處目標(biāo)回波的收、發(fā)雙程 相位差為 sin 2 2)(xx

49、此外，x=vpt是載機(jī)運(yùn)動時產(chǎn)生的，vp為載機(jī)飛行速度。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.17 小合成孔徑的幾何關(guān)系 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 為偏離視軸的方位角。當(dāng)很小時，滿足以下關(guān)系： r y tansin (9.2.9) 式中，y為在距離r處偏離波束指向的橫向距離。 因?yàn)樵诤铣煽讖綍r，每個陣元收到的回波相位差是發(fā)、收 雙程的，因而較一般實(shí)際孔徑天線時相位差增加 1 倍。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 當(dāng)發(fā)射連續(xù)波信號時，合成孔徑天線對 到 時間內(nèi)收 到的回波信號進(jìn)行積累處理。如在這段時間內(nèi)對目標(biāo)均勻照射， 則對橫向偏移為y時的積累響應(yīng)為 2 t 2 t 2/ 2/ )( )( t t xj

50、 dxef 式中 r tyv x p 4 )( 所得結(jié)果與實(shí)際孔徑的天線類似： ry r tyv r tyv f p p 2 2 sin )( (9.2.10) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 由歸一化功率響應(yīng) ，可得到半功率點(diǎn)的分辨率。 半功率點(diǎn)產(chǎn)生在： 2 1 )0( )( 2 f f l r y r tyvp 22. 0| 39. 1 2 db3 用孔徑長度l=vpt表示的橫向分辨力為 l r r 44. 0| db3 (9.2.11a) 按2/幅度處定義的瑞利分辨力則為 r l r 2 1 (9.2.11b) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 橫向分辨力與合成孔徑天線的長度l直接聯(lián)系，在非聚處理 時

51、，l值應(yīng)是多少? 下面予以討論。實(shí)際工作情況下，目標(biāo)與天 線間的距離不是無窮大，合成孔徑邊緣處收到的點(diǎn)目標(biāo)回波存 在相位差。在非聚焦處理時，陣面上信號的相位差將影響合成 孔徑天線波束展寬和副瓣惡化，為此，孔徑l受到限制。從圖 9.17 中可看到，以y=0為基準(zhǔn)，在孔徑l的邊緣處到達(dá)目標(biāo)的距 離也發(fā)生r的變化，即 2 2 2 )( 2 rr l r r l r 2 1 2 2 (9.2.12) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 如果允許孔徑邊緣處往返相位差不超過 /2，則r/8。 由式(9.2.12)可得 ，由此可得橫向分辨力為 rl max rr l2 1 2 1 (9.2.13) 第 9 章 高分辯

52、力雷達(dá) 圖 9.18 動目標(biāo)坐標(biāo)共多卜勒頻率-距離(時間)的關(guān)系 (a) 動目標(biāo)坐標(biāo)； (b) 多卜勒頻率-距離(時間)關(guān)系 r0 t le r0 / 8 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 2. 聚焦處理聚焦處理 1) 天線陣列觀點(diǎn) 聚焦處理時，由陣列邊緣產(chǎn)生的平方項(xiàng)可以在信號處理 過程中予以補(bǔ)償，此時，合成孔徑長度由陣元波束寬度所覆 蓋的長度le所決定： d rle 式中，d為實(shí)際陣元天線孔徑；/d為陣元的瑞利方向圖寬度。 因此，合成孔徑雷達(dá)的橫向分辨率為 2/2 1 2 1d dr r r le (9.2.14) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 此時的橫向線分辨力與目標(biāo)距離p無關(guān)，且與陣元尺寸d成正比，

53、 這是完全不同于實(shí)際孔徑天線的。 聚焦處理時要補(bǔ)償由邊緣波差產(chǎn)生的平方相位差， 即要做 信號處理，因此，首先要分析工作過程中點(diǎn)目標(biāo)回波的性質(zhì)。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 2) 從脈沖壓縮技術(shù)的觀點(diǎn)來闡述合成孔徑雷達(dá)的原理 現(xiàn)將目標(biāo)(地面的某一處)作為點(diǎn)源來分析，見圖9.18。根 據(jù)多卜勒效應(yīng)可知，當(dāng)雷達(dá)與目標(biāo)存在相對運(yùn)動時，雙程產(chǎn)生 的多卜勒頻率為 sin 2v fd 目標(biāo)作等速直線飛行時，垂直于其航線方向的某一目標(biāo)，相對 于飛機(jī)的徑向速度是變化的，如圖 9.18(a)所示。在角度不大 時， 因?yàn)?0 tansin r x 而 x=vt 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 所以多卜勒頻移fd與x或t的關(guān)

54、系近似為直線，見圖9.18(b)。這 一點(diǎn)可以進(jìn)一步由圖 9.19 得到證明，圖中，雷達(dá)與目標(biāo)之間 的距離r0與雷達(dá)位置x的關(guān)系為 22 0 2 0 2 0 2 0 2 2)(xrddrrdrr 當(dāng)角度不大時忽略高次項(xiàng)d2, 則球面波引起的波程差為 0 2 2r x d (9.2.15) 由波程差引起的相對相移(雙程相移)為 0 2 2 2 2 r x d (9.2.16) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 由雷達(dá)運(yùn)動引起的多卜勒頻移為 x r v t r v dx vd dt d fd d 00 2 44 2 (9.2.17) 由式(9.2.16)可知，相移與x呈平方關(guān)系，見圖9.18(b)。多卜勒

55、 頻移fd與x呈線性關(guān)系，見圖 9.18(b)。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖 9.19 動目標(biāo)坐標(biāo)及其相位-距離(或時間)的關(guān)系 (a) 動目標(biāo)坐標(biāo)； (b) 相位-距離(時間)關(guān)系 目標(biāo) r0 r x(t) (a)(b) o fd x(t) 直線區(qū) j 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 圖9.20 動目標(biāo)坐標(biāo)及其相位一距離(時間)的關(guān)系 (a)(b) 目標(biāo) r0 r o x(t) x x(t)o r 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 這就說明，雷達(dá)接收機(jī)收到的將是一個線性調(diào)頻信號，其寬度 等于單個天線波束寬度所決定的能收到信號的時間。國這個信 號若采用一般檢取振幅顯示的辦法顯示，則顯示器畫面的亮弧 將與單

56、個天線波束寬度一致，即角分辨度由單個天線決定。 如 前分析，這是不能滿足要求的。既然接收到的信號是線性調(diào)頻 信號，那么，能否用線性調(diào)頻信號的脈沖壓縮網(wǎng)絡(luò)使收到的信 號變窄呢? 當(dāng)然是可以的。 我們知道，線性調(diào)頻信號經(jīng)過匹配 濾波器之后，脈沖包絡(luò)受到壓縮，這等效于把天線的波束寬度 變窄了，從而提高了角度分辨力。不過，這時所用x軸(或時間t) 不是目標(biāo)的斜距離，而是代表，即方位角度變化。所以，壓縮 后的信號是提高角分辨力而不是提高距離分辨力，這個信號寬 度遠(yuǎn)大于信號往返于最大作用距離的時間，如果為脈沖法工作， 則遠(yuǎn)大于信號重復(fù)周期。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 把輻射信號以復(fù)信號形式表示為 tj t

57、 aetv 0 )( (9.2.18) 它經(jīng)過點(diǎn)目標(biāo)反射后又到達(dá)雷達(dá)天線。設(shè)該點(diǎn)目標(biāo)的點(diǎn)反射系 數(shù)為k(為了簡化，先略去方向圖的影響)，則反射信號為 )( d0 )( ttj r kaetu (9.2.19) 通常飛機(jī)高度遠(yuǎn)小于距離，故 0 2 0 22 0d 2 1 222 r x c r xr cc r t (9.2.20) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 式中，td為雙程延遲時間；r0相當(dāng)于航路捷徑的垂直距離。通 常x r0 ， 故 0 2 0 2 0 2 0 2 2 2 1 2 r x r cr x c r td(9.2.21) 代入(9.2.19)式，有 ) 2 exp( 2 2 exp)

58、( 2 0 000 0 0 2 000 x cr j c r jtjka r x r c jtjkatur (9.2.22) 式中，第二項(xiàng)相移是垂直距離r0引起的，為一個常量；第三項(xiàng)相 移為沿x軸的且與接收單元天線位置有關(guān)的相移，與x成非線性關(guān) 系。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 式中，v為飛機(jī)飛行速度， 令第三項(xiàng)相移為 vtx r x cr x x 0 2 0 2 0 2 )( (9.2.23) 22 0 22 2 )(tbv r tv t (9.2.24) 根據(jù)已學(xué)知識可知，相位函數(shù)隨時間成平方關(guān)系的信號為線性 調(diào)頻信號，其角頻率為 =0+t= 0 -2bv2t (9.2.25) 第 9 章

59、高分辯力雷達(dá) 其中 0 2 12 ,2 r bbv 可見，調(diào)頻信號的角頻率變化速度與飛機(jī)速度的平方成正比， 與垂直距離成反比。這些可以從圖9.18中的角速度與徑向速度 的變化直觀地看出來。 因此，飛機(jī)運(yùn)動時，目標(biāo)角位置的有用信息主要包含于相 位函數(shù)(x)之中，這個(x)或多卜勒頻率變化情況可從檢波器輸 出端得到。這個信號也可叫零中頻信號即多卜勒頻率信號或叫 相參視頻。 第 9 章 高分辯力雷達(dá) )( )( zj c eexu (9.2.26) (x)中x的最大值是天線方向圖主瓣照射的邊界，即 (4 db為單個天線 2/強(qiáng)度處波束寬度即瑞利波寬。 因?yàn)?0 db4 2 r tbvt bx dx

60、xd x 2 2)( 2 )( )( 所以 db4 0db4 0 0db4 max 2 2 12 2 2 2 vr r vr b (9.2.27) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 又 d db4 d為實(shí)際天線孔徑, 所以 d xf d v f d v 1 )(, 2 maxmax max (9.2.28) (9.2.29) 即最高多卜勒頻率等于單個天線孔徑的倒數(shù)，為一常量。因?yàn)?頻偏為2fmax，所以線性調(diào)頻信號的調(diào)頻帶寬為 d v ff 2 2 max (9.2.30) 第 9 章 高分辯力雷達(dá) 在聚焦處理時，壓縮脈沖寬度為 v d f2 1 0 (9.2.31) 與輸出波形的-4db寬度一致(0