高效DCDC模塊電源設(shè)計(jì)

1、目 錄1 目的意義12 題目的描述和要求23.硬件電路設(shè)計(jì)33.1 dpa425簡(jiǎn)介33.2 dpa425的設(shè)定53.3 偏置電壓的產(chǎn)生63.4 箝位電路的設(shè)計(jì)93.5 變壓器的設(shè)計(jì)113.5.1 ap法設(shè)計(jì)高頻變壓器113.5.2 變壓器復(fù)位電路123.5.3 變壓器復(fù)位的確認(rèn)123.6 輸出電路的設(shè)計(jì)133.7 反饋的設(shè)計(jì)153.7.1 反饋電路原理的設(shè)計(jì)153.7.2 補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)163.8 空載情況下的工作183.9 布局考量194 電路原理圖215 總 結(jié)226 致謝23參考文獻(xiàn)24附 錄251 目的意義電源是一切電子設(shè)備的心臟部分，其質(zhì)量的好壞直接影響電子設(shè)備的可靠性。而開關(guān)電源

2、更為如此，越來越受到人們的重視。目前的計(jì)算機(jī)設(shè)備和各種高效便攜式電子產(chǎn)品發(fā)展趨于小型化，其功耗都比較大，要求與之配套的電池供電系統(tǒng)體積更小、重量更輕、效率更高，必須采用高效率的dc/ dc開關(guān)穩(wěn)壓電源。目前dc-dc轉(zhuǎn)換器普遍地應(yīng)用于電池供電的設(shè)備和要求省電的緊湊型電子設(shè)備中。應(yīng)用dc-dc轉(zhuǎn)換器的目的是要進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換,給一些器件提供合適的工作電壓,保證有較高的系統(tǒng)效率和較小的體積。分布式電源系統(tǒng)應(yīng)用的普及推廣以及電池供電移動(dòng)式電子設(shè)備的飛速發(fā)展，其電源系統(tǒng)需用的dc/dc電源模塊越來越多。對(duì)其性能要求越來越高。除去常規(guī)電性能指標(biāo)以外，對(duì)其體積要求越來越小，也就是對(duì)其功率密度的要求越來越高，對(duì)

3、轉(zhuǎn)換效率要求也越來越高，也即發(fā)熱越來越少。這樣其平均無故障工作時(shí)間才越來越長(zhǎng)，可靠性越來越好。因此如何開發(fā)設(shè)計(jì)出更高功率密度、更高轉(zhuǎn)換效率、更低成本更高性能的dc/dc轉(zhuǎn)換器始終是近二十年來電力電子技術(shù)工程師追求的目標(biāo)。dc/dc模塊已被廣泛應(yīng)用于鐵路通信、微波通訊、工業(yè)控制、船舶電子、航空電子、 地面雷達(dá)、消防設(shè)備和醫(yī)療器械教學(xué)設(shè)備等諸多領(lǐng)域，其中有許多應(yīng)用場(chǎng)合需要多路輸出，如在單片機(jī)智能控制器中，單片機(jī)供電需要5v，而運(yùn)放通常需要12v。在設(shè)計(jì)多路輸出時(shí)，有許多地方和單路輸出不同，既要考慮變壓器管腳限制、多副邊變壓器設(shè)計(jì)、各路的穩(wěn)壓電路實(shí)現(xiàn)，又要考慮每路輕載及滿載的負(fù)載調(diào)整率，以及負(fù)載的交

4、叉調(diào)節(jié)特性等。目前電力電子與電路的發(fā)展主要方向是模塊化、集成化。此次設(shè)計(jì)要求設(shè)計(jì)一種dc/dc模塊電源，要求此電源的輸出電壓和輸入電壓隔離，電源結(jié)構(gòu)基于單端正激電路，采用單片集成電路。輸入電壓：24v dc（變化范圍18v36v）。輸出電壓：12v dc。輸出最大電流：1a。效率：88%以上。2 題目的描述和要求高效dc/dc模塊電源設(shè)計(jì)為了提高中小功率開關(guān)電源的效率，設(shè)計(jì)了一種基于dpa425的高效小功率模塊電源。圍繞提高效率這一目標(biāo)，對(duì)變壓器、輸出整流、欠電壓鎖定、過壓保護(hù)、過流保護(hù)、磁復(fù)位、輸出電感及反饋環(huán)路等部分進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)。采用合理的工作磁通密度使得變壓器的鐵損與銅損相等，則變壓器

5、的總損耗最小，同時(shí)采用夾層繞制法將變壓器的漏感控制在3以內(nèi)，也可有效降低損耗。此次課程設(shè)計(jì)的題目是設(shè)計(jì)一種dc/dc模塊電源，要求此電源的輸出電壓和輸入電壓隔離，電源結(jié)構(gòu)基于單端正激電路，采用單片集成電路。輸入電壓：24v dc（變化范圍18v36v）。輸出電壓：12v dc。輸出最大電流：1a。效率：88%以上。3.硬件電路設(shè)計(jì)3.1 dpa425簡(jiǎn)介電源的主控芯片采用dpa425芯片。dpa425是pi(powerintegrationgmbh)公司設(shè)計(jì)的，高度集成的dc/dc電源控制芯片。它內(nèi)部集成了一個(gè)200v的高頻功率mosfet，并將pwm控制、工作頻率選擇、輸入過欠壓檢測(cè)、可編程

6、電流限制、on/off開關(guān)控制、外部時(shí)鐘同步、軟啟動(dòng)及關(guān)斷自動(dòng)重啟動(dòng)、熱關(guān)斷保護(hù)等功能集于一身。只需極少的外部元器件就可實(shí)現(xiàn)眾多功能，不但使設(shè)計(jì)簡(jiǎn)化，節(jié)省空間，而且可降低成本。dpa425支持正激和反激工作模式，工作頻率高，貼片式封裝；若將外圍元器件及變壓器采用貼片元器件和平面變壓器，并采用鋁基板設(shè)計(jì)，就可實(shí)現(xiàn)模塊化設(shè)計(jì)。另外，dpa425只是dpa?switch系列控制芯片中的一種，它最大輸出70w，還有dpa423、dpa424、dpa426，輸出功率分別為18w，35w，100w用戶可根據(jù)需要選用。在dc-dc單端正激變換器的設(shè)計(jì)當(dāng)中，dpa-switch的產(chǎn)品的優(yōu)勢(shì)如下： 元件數(shù)目低

7、高效率（使用同步整流時(shí)，效率通常91%） 內(nèi)置緩啟動(dòng)降低了應(yīng)力及過沖 內(nèi)置精確的線電壓欠壓檢測(cè) 內(nèi)置精確的線電壓過壓關(guān)斷保護(hù) 內(nèi)置可調(diào)整的限流點(diǎn) 內(nèi)置過載及開環(huán)故障保護(hù) 內(nèi)置過熱關(guān)斷保護(hù) 在輸入高壓及負(fù)載瞬變情況下，可編程的占空比降低特點(diǎn)限制了占空比的偏移程度 極好的輕載效率 可選的300 khz或400 khz的工作頻率 無損耗集成的逐周期電流限制dpa426的輸入電壓范圍為1675v，其內(nèi)部功能框圖如圖3-1-1所示，外形封裝如圖3-1-2所示。圖 3-1-1 dpa425內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖圖 3-1-2 dpa425封裝圖1、各管腳功能如下：腳1control（c）控制腳，接內(nèi)部誤差放大器同相

8、輸入端，為反饋電流輸入端，用于占空比控制；腳2line-sense（l）在線感應(yīng)腳，用于過、欠壓檢測(cè)，on/off開關(guān)控制及外部時(shí)鐘同步；腳3externalcurrentlimit（x）外部電流限制腳，用于輸入電流的可編程限制；腳5、6、8 source（s）接芯片內(nèi)部功率mosfet源極；腳4frequency（f）用于選擇工作頻率；腳7drain（d）接芯片內(nèi)部功率mosfet漏極。2、各功能的實(shí)現(xiàn)。頻率選擇將腳5與腳4短接，工作頻率為400khz；將腳5與腳1短接，工作頻率為300khz，腳5不能懸空。輸入過欠壓檢測(cè)輸入欠壓保護(hù)的作用是使輸入電壓達(dá)到設(shè)定值時(shí)，芯片才開始工作，防止誤觸發(fā)

9、；過壓保護(hù)則是保護(hù)電路輸入部分，不會(huì)因輸入電壓過高而損壞。可編程電流限制將一電阻ril接于腳3與腳4之間，就可實(shí)現(xiàn)對(duì)內(nèi)部功率mosfet漏極電流的限制，防止因輸出過流或短路引起的損壞。on/off開關(guān)控制可實(shí)現(xiàn)對(duì)芯片的開關(guān)控制，腳3若懸空則芯片停止工作，若在三極在電源開啟時(shí)，防止浪涌電流過大而損壞內(nèi)部功率mosfet及防止變壓器飽和；自動(dòng)重啟動(dòng)功能是在電路工作不正常時(shí)，使芯片處在一種低功耗的保護(hù)狀態(tài)，恢復(fù)正常后使電路重新啟動(dòng)。熱關(guān)斷保護(hù)用來保護(hù)芯片不因過熱而損壞，當(dāng)芯片溫度高于137時(shí)，芯片內(nèi)部保護(hù)電路會(huì)使內(nèi)部功率mosfet停止工作；當(dāng)芯片溫度低于110時(shí)，保護(hù)會(huì)自動(dòng)解除，芯片繼續(xù)工作。3.

10、2 dpa425的設(shè)定由于本次設(shè)計(jì)要求要求設(shè)計(jì)電源的輸出電壓和輸入電壓隔離，電源結(jié)構(gòu)基于單端正激電路，采用單片集成電路。輸入電壓：24v dc（變化范圍18v36v）。輸出電壓：12v dc。輸出最大電流：1a。效率：88%以上。所以首先要對(duì)使用的芯片dpa425進(jìn)行設(shè)定。具體步驟如下：(1)工作頻率設(shè)定 dpa425芯片的工作頻率較高，有300khz與400khz兩種頻率供用戶選擇，由于本次設(shè)計(jì)的輸入輸出要求較低所以在此選擇300khz工作頻率。(2)啟動(dòng)與關(guān)斷電路 dpa425 l端的工作電壓為2.35v，當(dāng)流入l端的電流大于50a時(shí)，芯片啟動(dòng)，且在電流大于135a時(shí)關(guān)斷。因此，當(dāng)只使用一

11、個(gè)電阻時(shí)，關(guān)斷電壓與啟動(dòng)電壓的比值固定為2.7：1。設(shè)定啟動(dòng)電壓的電阻為：將啟動(dòng)電壓uin=18v代入得r1=313k。此時(shí)關(guān)斷電壓被設(shè)定為48.6v，這與要求的36v關(guān)斷電壓不符，可通過簡(jiǎn)單的分離器件電路予以解決。(3)過流保護(hù) dpa425芯片的內(nèi)部集成了過流保護(hù)功能，其默認(rèn)的最大電流為5a。當(dāng)x端與地之間接上一個(gè)電阻時(shí)，可設(shè)定實(shí)際的保護(hù)電流為默認(rèn)值的25-100。其相關(guān)電路圖如圖 3-2所示圖 3-2 dpa425設(shè)定電路3.3 偏置電壓的產(chǎn)生有四種方法來產(chǎn)生dpa-switch 工作所需的偏置電壓：(1) 從dc 輸入電壓得到(2) 變壓器偏置（非穩(wěn)壓）(3) 輸出耦合電感繞組(4)

12、變壓器偏置（穩(wěn)壓）下圖 3-3-1、2、3、4說明了這四種方法。每種方案都必須保證在最差的工作條件下(最低輸入電壓及最小負(fù)載)使得光耦器的集電極電壓至少為8v 。在一般的工作情況下，最低的偏置電壓應(yīng)為12 v 。在這四種方案當(dāng)中，輸出耦合電感和穩(wěn)壓的變壓器偏置方法可以得到最高的效率，因?yàn)榇藭r(shí)光耦器兩端的電壓是可以控制的。但這增加了電路的復(fù)雜性。光耦器的損耗可能會(huì)很嚴(yán)重，因而必須加以檢驗(yàn)。最大的光耦器鏡像三極管電流與所選用的dpa-switch 的控制引腳電流(ic(skip)的最大值相等。因而，最大的損耗發(fā)生在偏置電壓最高(對(duì)應(yīng)圖3-3-1 和圖3-3-2 中的最高輸入電壓)、輸出負(fù)載最小的情

13、況。表 3-3 給出了所有方案復(fù)雜性和性能之間的關(guān)系比較。圖 3-3-1 從dc輸入電壓得到偏置電壓(1)從dc 輸入電壓得到偏置電壓是三種方案中最簡(jiǎn)單的方法。為降低光耦器集電極-發(fā)射極之間的最大電壓，在dc 輸入電壓的正端與光耦器鏡像三極管的集電極之間使用了一個(gè)穩(wěn)壓二極管。更加重要的是，這樣可以對(duì)光耦器的損耗加以限制。這樣簡(jiǎn)化所帶來的問題是效率的降低，尤其在輸入高電壓的情況效率的降低更加嚴(yán)重。因而該方案特別適合于輸入電壓較低(18 v 至36 v) 的工業(yè)應(yīng)用領(lǐng)域。在工業(yè)應(yīng)用中，輸入電壓通常很低，可以省去穩(wěn)壓二極管，因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)光耦器的擊穿電壓一般為70 v 。圖 3-3-2 變壓器偏置（非穩(wěn)壓

14、）(2)變壓器偏置（非穩(wěn)壓）是指電壓來自于功率變壓器的一個(gè)繞組。繞組整流管連接時(shí)要使得偏置繞組的極性為正激。這樣，當(dāng)dpa-switch 導(dǎo)通時(shí)，整流管處于導(dǎo)通狀態(tài)。由于偏置電壓與輸入電壓成比例，在輸入電壓較高時(shí)效率會(huì)下降，但這種方法與直接連接至輸入端的方法相比，其影響較小些。同樣，需要在偏置電壓最大時(shí)檢查光耦器的功率消耗。對(duì)于這種偏置電壓的產(chǎn)生方式，最差的情況是輸出負(fù)載最小、輸入電壓最高的情況。dpa-switch 的應(yīng)用當(dāng)中不建議使用反激式偏置繞組，因其會(huì)影響變壓器的復(fù)位。圖 3-3-3 輸出耦合電感繞組(3)輸出耦合電感偏置是使用輸出電感上的一個(gè)繞組來產(chǎn)生偏置電壓。這種方法可以在變換器工

15、作于連續(xù)導(dǎo)通方式時(shí)，保證得到一個(gè)穩(wěn)壓良好的偏置電壓。利用繞組的相位關(guān)系可以得到穩(wěn)定的偏置電壓。當(dāng)dpa-switch 關(guān)斷時(shí)可以利用變壓器的原理使得偏置繞組的電壓與輸出電壓成比例。得到較高效率的代價(jià)就是成本和復(fù)雜性的增加，因?yàn)橐褂靡粋€(gè)用戶定制的輸出電感。通過改變?nèi)?shù)比、偏置電容的大小及主輸出最小負(fù)載的方法可以對(duì)偏置電壓進(jìn)行調(diào)整。要在最小負(fù)載、最大輸入電壓情況下檢查確認(rèn)最低的偏置電壓至少為8v 。圖 3-3-4 變壓器偏置（穩(wěn)壓）(4)變壓器偏置（穩(wěn)壓）方案與輸出耦合電感偏置(c) 一樣具有相同的作用。偏置電壓的穩(wěn)定不象輸出耦合電感偏置那樣好。但是，此方案在各種輸入電壓和輸出負(fù)載條件下都可以提

16、供一個(gè)適度恒定的偏置電壓。如果電源工作于連續(xù)導(dǎo)通模式，使用獨(dú)立的電感，則此方案可以很好地工作。此方案中可以使用小電流、低成本的(非定制) 電感，但其電感量應(yīng)足夠高，以確保在大多數(shù)工作條件下都工作于連續(xù)導(dǎo)通模式。偏置類型輸入電壓范圍(v) 效率成本復(fù)雜性建議dc 輸入端得到的偏置18 至36 建議僅用于18 至36 v 輸入的設(shè)計(jì)變壓器偏置（非穩(wěn)壓）36 至72 建議用于低成本的設(shè)計(jì)輸出耦合電感偏置36 至72 僅建議使用于電源已經(jīng)使用了耦合輸出電感的設(shè)計(jì)變壓器偏置（穩(wěn)壓）36 至72 建議用于高效率的設(shè)計(jì)中表 3-3 獲得偏置電壓的方法比較在本次設(shè)計(jì)中采用的是輸出耦合電感偏置得到偏置電壓的方法

17、。3.4 箝位電路的設(shè)計(jì)在所有的應(yīng)用當(dāng)中都必須保證在dpa-switch的漏極不會(huì)出現(xiàn)過高的漏極電壓。為了防止漏源極間承受過大的電壓應(yīng)力而損壞開關(guān)管，在本次設(shè)計(jì)中我們采用了如下圖3-4-1所示的箝位電路設(shè)計(jì)，通過在漏源極上并聯(lián)齊納穩(wěn)壓管，實(shí)現(xiàn)了簡(jiǎn)單的箝位，這里采用150v穩(wěn)壓管vr1，當(dāng)漏源電壓超過150v時(shí)，vr1導(dǎo)通，并將電壓箝位在150v，保證漏極電壓距離220v的擊穿電壓具有足夠的裕量以防止了開關(guān)管的損壞。并聯(lián)在變壓器初級(jí)線圈兩端的電容ccp用來吸收漏感的能量。圖 3-4-1 變壓器箝位及復(fù)位電路的元件在正常的穩(wěn)態(tài)工作情況下，跨接在變壓器初級(jí)兩端的電容ccp吸收漏感的能量，以保證漏極-

18、源極電壓低于穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值。通常，對(duì)于10 w至40 w功率范圍的變壓器，電容ccp的最佳容值為10 pf至100 pf之間。ccp的容量取決于漏感和峰值電流的大小。如果電容大小合適，大部分的漏感能量在下一個(gè)開關(guān)周期中可以被循環(huán)再利用。容量太小會(huì)引起穩(wěn)壓二極管導(dǎo)通。穩(wěn)壓管有功率損耗會(huì)降低效率。而容量太大時(shí)同樣也會(huì)降低效率，因?yàn)檫@樣會(huì)增加dpa-switch的開通損耗，同時(shí)影響變壓器的復(fù)位。在正常的穩(wěn)態(tài)工作期間，穩(wěn)壓二極管不導(dǎo)通，但在開機(jī)上電、負(fù)載瞬變及輸出過載條件下要求穩(wěn)壓管能夠?qū)βO電壓進(jìn)行限制。圖 3-4-2 lc （電感、電容）復(fù)位及箝位輸出功率較高時(shí)，箝位電容(ccp)的大小成為限制電

19、源效率的因素。對(duì)于這些高功率(高于約40 w)的應(yīng)用可以采用不同的方法。圖3-4-2所示為無損耗的箝位技術(shù)，同時(shí)可以對(duì)變壓器實(shí)現(xiàn)復(fù)位。因?yàn)楸敬卧O(shè)計(jì)的電源要求功率很低只有12w所以采用的是如圖3-4-1所示的簡(jiǎn)單并聯(lián)穩(wěn)壓管的方法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的電壓箝位并在變壓器原邊并聯(lián)30pf的電容用來吸收變壓器的漏感能量，3.5 變壓器的設(shè)計(jì)3.5.1 ap法設(shè)計(jì)高頻變壓器根據(jù)300khz的工作頻率，選擇pc40磁性材料，在60時(shí)，其飽和磁通密度為450mt，在一般狀態(tài)下，其磁通擺幅為100-200mt。確定參數(shù)：uinmin=18v，uinmin=36v，輸出電壓uo=12v，輸出電流io=1.25a；當(dāng)工作頻率

20、，ft=300khz時(shí)，對(duì)應(yīng)的周期t=3.3s，當(dāng)最大占空比為70時(shí)，對(duì)應(yīng)最大導(dǎo)通時(shí)間ton=2.3s，最大溫升40。由pc40材料損耗曲線得比損耗為100mwcm3時(shí)，磁通密度擺幅b=60mt。應(yīng)用ap面積公式：式中：ae為磁芯有效面積；aw為磁芯窗口面積；k為正激因子，一般取0.014由生產(chǎn)廠商提供的變壓器數(shù)據(jù)手冊(cè)選擇磁芯efdl5，其ap=-0.047cm4。選擇好磁芯之后就確定了ae=15mm2，有效體積ve=510mm3。正激變壓器磁芯工作在第一象限，根據(jù)查表得到的比損耗為100mwcm3，此時(shí)的b應(yīng)加倍才是實(shí)際工作時(shí)的最大磁通密度變化量。初次級(jí)匝比為： (1)式中：dmax為最大占

21、空比；uf為輸出整流管的導(dǎo)通壓降根據(jù)電磁感應(yīng)定律計(jì)算次級(jí)匝數(shù)： (2)由式(1)及式(2)確定np=ns=16。這里的變壓器線圈采用交錯(cuò)繞，這樣可以將漏感控制在3以內(nèi)。3.5.2 變壓器復(fù)位電路變壓器勵(lì)磁電感中的磁通在每個(gè)開關(guān)周期必須復(fù)位，以維持伏-秒平衡，防止變壓器出現(xiàn)飽和。由于實(shí)際變壓器的電感量都是一個(gè)有限值，它們儲(chǔ)存有表現(xiàn)為勵(lì)磁電流的寄生能量。在變壓器進(jìn)入飽和以前，勵(lì)磁電感不能儲(chǔ)存太多的能量。由于飽和的變壓器表現(xiàn)為短路的電路，因而在每個(gè)開關(guān)周期必須由外部電路設(shè)法將勵(lì)磁電感中的能量釋放掉（對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位）。變壓器的復(fù)位要求漏極引腳的電壓要高于輸入電壓。但又必須確保變壓器的復(fù)位不會(huì)引起dp

22、a-switch的漏極引腳出現(xiàn)過高的電壓應(yīng)力。圖3-4-1所示電路中的元件可以在每個(gè)開關(guān)周期結(jié)束時(shí)，將變壓器的勵(lì)磁能量復(fù)位至一個(gè)安全的水平。電路的核心部分為跨接在輸出整流管兩端的串聯(lián)rc網(wǎng)絡(luò)(rs和cs)。當(dāng)dpa-switch關(guān)斷時(shí)，勵(lì)磁電感中的電流通過次級(jí)繞組依然在變壓器中流動(dòng)。隨著勵(lì)磁電流下降至零，電容進(jìn)行充電。電容必須足夠小，使得勵(lì)磁電流能夠在最小的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)下降至零。另外一個(gè)限制電容容量的因素是電容的容量必須足夠大，以保證在正常工作條件下漏極-源極的電壓低于穩(wěn)壓管箝的電壓。復(fù)位網(wǎng)絡(luò)中的電阻用于抑制電容和寄生電感相互作用而引起的振蕩。電阻的阻值一般介于1至5之間。本次設(shè)計(jì)的rc網(wǎng)絡(luò)中使

23、用的電阻值位3。對(duì)于功率高于40 w的應(yīng)用需要使用不同的復(fù)位電路。3.5.3 變壓器復(fù)位的確認(rèn)判定復(fù)位特性最好的方法就是觀察dpa-switch的漏極-源極的電壓。漏極電壓能夠清楚地表明變壓器沒有完全地得到復(fù)位。dpa-switch 在時(shí)間段ton內(nèi)開通。變壓器內(nèi)的磁通沒有達(dá)到零。工作條件很小的變動(dòng)就會(huì)在每個(gè)周期引起變壓器的飽和，或者使電源工作于接近飽和的狀態(tài)。對(duì)于負(fù)載的跳變，電源將不能夠提供占空比的變化。所以在設(shè)計(jì)當(dāng)中一定要要求變壓器可靠的復(fù)位。3.6 輸出電路的設(shè)計(jì)1、輸出整流輸出電流最大值為1a，電流相對(duì)較小。因此采用壓降較低的肖特基二極管vd2，vd7進(jìn)行整流及續(xù)流，壓降在0.3v以內(nèi)

24、。上述復(fù)位rc網(wǎng)絡(luò)還起緩沖器的作用能夠減小開關(guān)損耗和抑制開關(guān)過程中引起的過電壓過電流，限制di/dt,du/dt。變壓器次級(jí)線圈的漏感及肖特基二極管的結(jié)電容形成串聯(lián)諧振，加入rc緩沖器可以阻尼衰減寄生參數(shù)引起的諧振。當(dāng)rc緩沖器的電阻等于諧振電路的特征阻抗(l/c)1/2時(shí)，將阻尼衰減電路諧振，同時(shí)也嚴(yán)格阻尼衰減且無過沖。與電阻串聯(lián)的電容必須大于寄生電容，以減小過沖及自激，該電容一般取寄生電容的24倍在次設(shè)計(jì)中取4.7nf。其相關(guān)電路圖如圖3-6-1所示圖 3-6-1 輸出整流電路2、輸出電容輸出電容上的電壓紋波由輸出電感內(nèi)的紋波電流所造成。紋波電壓的一部分來自于電容電流的積分，一部分來自于電

25、容等效串聯(lián)電阻(esr) 兩端的電壓。所選電容的容量必須足夠高而esr 足夠低，確保在使用選定的輸出電感的情況下輸出紋波電壓在可接受的范圍。通常，大部分的紋波電壓由esr 造成。象電感中的紋波電流一樣，由esr 決定的紋波電壓波形為三角波。由電容決定的紋波電壓波形由一些非線性的曲線構(gòu)成。dc-dc 變換器中的輸出電容一般為固體的鉭電容。之所以選擇這樣的電容是由于在變換器工作頻率處，這類電容具有很低的esr 及很低的阻抗。同時(shí)，在反饋環(huán)路設(shè)計(jì)時(shí)esr 又是一個(gè)很重要的因素。出于這樣的考慮，適當(dāng)?shù)膃sr 反而是我們所希望的。一個(gè)重要問題就是esr 數(shù)值在規(guī)定的溫度范圍內(nèi)可能會(huì)變化很大。輸出紋波和控

26、制環(huán)路穩(wěn)定性會(huì)受esr 改變的影響。因而有必要在極端溫度條件下對(duì)原型樣機(jī)進(jìn)行評(píng)估，確認(rèn)其性能能夠滿足需要。處于可靠性的考慮，電容的電壓額定一般應(yīng)比其最大工作電壓高25% 。因而其降額因數(shù)為80% 。例如，對(duì)于5v 的輸出電壓，所用電容的額定耐壓應(yīng)為6.3 v 或者10 v 。電壓越低電容會(huì)越小，但在應(yīng)用中使用較高耐壓的電容則電源的故障率更低。在本次設(shè)計(jì)當(dāng)中選取濾波電容的額定電壓為35v，220f。3、輸出電感輸出電感在開關(guān)管導(dǎo)通期間儲(chǔ)能，在開關(guān)管斷開期間釋放能量。電感中電流分連續(xù)與不連續(xù)兩種工作情況。如果負(fù)載電流i。逐漸減小，則定義在輸出電感中波動(dòng)電流的最小值剛好為零時(shí)為臨界電流ioco i0

27、c等于輸出電感電流峰峰值的一半，即i0c=il/2。當(dāng)輸出電流ioi0c時(shí)，電感進(jìn)入不連續(xù)狀態(tài)，否則為連續(xù)狀態(tài)。選定電感電流的波動(dòng)因子k=20，故電感的紋波電流為：il=iok=0.25a 根據(jù)電感中電壓與電流的微分關(guān)系，得：式中：u2min為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)變壓器次級(jí)的最低輸出電壓為確保輸出電感工作在連續(xù)狀態(tài)，輸出負(fù)載電流應(yīng)大于0.125a。輸出電感選用pc40材質(zhì)的epc13磁芯，中心柱開少量的氣隙，以防止磁芯飽和。4、輸出lc 濾波器由輸出電感和輸出電容所組成的濾波器，在濾波器諧振頻率點(diǎn)處的環(huán)路響應(yīng)上具有兩個(gè)極點(diǎn)。由于濾波器為損耗相當(dāng)?shù)偷闹C振電路，因而在接近諧振頻率點(diǎn)處的增益和相位的變化相當(dāng)

28、突然。因此，用于調(diào)整環(huán)路響應(yīng)的極點(diǎn)和零點(diǎn)應(yīng)避開該頻率區(qū)域或者對(duì)此諧振加以補(bǔ)償。適當(dāng)?shù)剡x擇輸出濾波器的諧振頻率點(diǎn)可以降低反饋環(huán)路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。諧振頻率點(diǎn)的位置應(yīng)允許設(shè)計(jì)者采用有限數(shù)目且數(shù)值合理的補(bǔ)償元件來調(diào)整得到所需要的響應(yīng)特性。在dpa-switch 正激變換器使用光耦器反饋的情況下，輸出濾波器使用低esr 的鉭電容時(shí)，其諧振頻率建議值應(yīng)介于4khz 至6 khz 之間。該數(shù)值與得到理想的紋波電流和紋波電壓所需要的電感和電容的大小是相符的。輸出電容的esr 具有一個(gè)零點(diǎn)，可以對(duì)濾波器的一個(gè)極點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。但是，對(duì)于低esr 的鉭電解電容或有機(jī)電解電容，通常其零點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的頻率過高，在所希望的環(huán)路帶

29、寬內(nèi)不能夠充分地抵消濾波器的影響。輸出濾波器的電容為220 f ，電容規(guī)格中esr 的最大值為100 毫歐姆。因而esr 的零點(diǎn)位于約16 khz 處，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于lc 濾波器4 khz 的諧振頻率點(diǎn)。而實(shí)際電容的esr 約為80 毫歐姆，此時(shí)零點(diǎn)的位置為20 khz 。在某些可以使用標(biāo)準(zhǔn)低esr 電解電容的情況，較高的esr 使得esr 零點(diǎn)位于足夠低的頻率點(diǎn)上，從而增加了有效的附加相位裕量。3.7 反饋的設(shè)計(jì)3.7.1 反饋電路原理的設(shè)計(jì)開關(guān)電源的穩(wěn)定性是一個(gè)需要考慮的重要問題。有三個(gè)參數(shù)用于描述控制環(huán)路的特性，分別為交叉頻率、相位裕量及增益裕量。交叉頻率為環(huán)路增益幅度為0 db 時(shí)所對(duì)應(yīng)的頻

30、率點(diǎn)。用于衡量系統(tǒng)的帶寬。圖 3-7-1 反饋電路的基本元件。相位裕量在交叉頻率點(diǎn)處加以規(guī)定。相位裕量為環(huán)路增益的相位與180 度之間的差值。嚴(yán)格的規(guī)范要求為在最差的條件下相位裕量至少為60 度。在任何情況下相位裕量都不得低于45 度。這就意謂著相位必須減小以維持系統(tǒng)的穩(wěn)定。相位裕量同時(shí)與系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性有關(guān)。很低的相位裕量說明對(duì)于負(fù)載跳變或者擾動(dòng)系統(tǒng)會(huì)呈現(xiàn)振蕩的響應(yīng)。同樣重要的是在高于交叉頻率點(diǎn)時(shí)環(huán)路增益幅值的下降。該要求一般稱為增益裕量。增益裕量為0 db與相位為180 度所對(duì)應(yīng)的頻率點(diǎn)處的環(huán)路增益幅度的差值。高于10 db的增益裕量為可以接受的范圍。這就意謂著增益幅度必須增加以維持系統(tǒng)的穩(wěn)

31、定。測(cè)量環(huán)路增益時(shí)必須在最差的條件（一般為最高輸入電壓、最大負(fù)載條件下）及規(guī)定的極端環(huán)境溫度下測(cè)量，因?yàn)楹芏嘀匾脑?shù)（尤其是電容的esr ）隨溫度的變化會(huì)改變?cè)S多。由于正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)固有的高帶寬特性，使一個(gè)高頻正激dc-dc變換器能夠穩(wěn)定工作要解決一些難題。很多dc-dc 變換器設(shè)計(jì)使用逐周期的電流模式控制。dpa-switch使用典型的電壓模式控制，允許在占空比大于50 時(shí)工作而無需電流模式控制中所要求的斜坡穩(wěn)定(“斜坡補(bǔ)償”)。采用電壓模式控制的工作在連續(xù)導(dǎo)通方式正激變換器的基本系統(tǒng)特性要求使用多個(gè)極點(diǎn)和零點(diǎn)對(duì)電路加以補(bǔ)償，以得到所希望的環(huán)路響應(yīng)特性。在使用dpa-switch的正激變

32、換器中，使用光耦器的控制環(huán)路的交叉頻率在最高輸入電壓、室溫的情況下應(yīng)被限制在10 khz或低于10 khz以下。dpa-switch在30 khz有一個(gè)內(nèi)部的極點(diǎn)，用于開關(guān)噪聲進(jìn)行濾波。在較高頻率的其它極點(diǎn)可以對(duì)30 khz頻率點(diǎn)提供額外的相移。光耦器在約100 khz的頻率點(diǎn)處有兩個(gè)極點(diǎn)。這些極點(diǎn)產(chǎn)生的相移，再結(jié)合變換器輸出lc濾波器引入的相移很難對(duì)高于10 khz的頻率進(jìn)行補(bǔ)償。反饋設(shè)計(jì)的目標(biāo)就是在10 khz或低于10 khz的頻點(diǎn)將環(huán)路增益的幅值降低至零db ，同時(shí)相位裕量接近60 度。盡管系統(tǒng)要求和dpa-switch確定了一些影響環(huán)路特性的參數(shù)，但我們?nèi)匀豢梢岳梅答侂娐分械暮芏嘣?/p>

33、件對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性進(jìn)行優(yōu)化。圖3-7-1所示為采用普通tl431穩(wěn)壓器反饋電路所使用的基本元件，可以得到很高的環(huán)路增益以實(shí)現(xiàn)嚴(yán)格的dc電壓穩(wěn)壓精度。電路圖中沒有顯示輸出電容的esr。在反饋環(huán)路的頻率補(bǔ)償當(dāng)中esr也是一個(gè)很重要的影響因素。此次設(shè)計(jì)當(dāng)中反饋設(shè)計(jì)采用光耦tlpl81和運(yùn)放tl431實(shí)現(xiàn)，光耦用于實(shí)現(xiàn)初次級(jí)隔離；tl431將輸出的采樣電壓與其參考電壓進(jìn)行比較并放大誤差。光耦的偏置電壓在正常工作時(shí)取為12v，通過在輸出電感上增加偏置繞組并進(jìn)行整流得到，輸出電壓為12v時(shí)，偏置電壓也為12v，故偏置繞組匝數(shù)與輸出電感匝數(shù)相同。3.7.2 補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)1、dpa-switch 環(huán)路補(bǔ)償在圖3

34、-7-1中位于dpa-switch 控制引腳的c6 和r4 網(wǎng)絡(luò)除了具有其它功能以外還提供了對(duì)反饋環(huán)路的補(bǔ)償。電容c6 與r4 以及電容本身的esr 加上控制引腳的阻抗在環(huán)路增益曲線上給出一個(gè)極點(diǎn)，其后緊跟一個(gè)由r4 和c6 的esr 產(chǎn)生的零點(diǎn)。建議c6 的數(shù)值介于47 f 至100 f 之間。此次設(shè)計(jì)中取68f該數(shù)值范圍的電容一般足以滿足對(duì)環(huán)路增益調(diào)整的需要，在系統(tǒng)中同時(shí)可以滿足其它功能的使用要求。由r4 和c6 的esr 所引進(jìn)的零點(diǎn)應(yīng)位于輸出濾波器諧振頻率約25% 的位置。在諧振頻率點(diǎn)處由該網(wǎng)絡(luò)引起的相位滯后減低至最小時(shí)，這樣的設(shè)計(jì)可以得到最大的增益降低。在作為例子的原型樣板設(shè)計(jì)中，c

35、6 為68 f，esr 約為1.6。dpa-switch 的控制引腳處的阻抗一般為15。這些數(shù)值使得極點(diǎn)位于約130 hz 的位置，零點(diǎn)位于約900 hz 的位置。由于高頻旁路電容c5 很小，因而對(duì)環(huán)路增益的影響可以忽略不計(jì)。2、光耦器的補(bǔ)償光耦器的電流傳輸比(ctr) 對(duì)接近交叉頻率點(diǎn)處的環(huán)路增益的幅值起主要的作用。同樣重要的還有與光耦器led 串聯(lián)的r6 電阻。不可隨意選擇這些元件，因?yàn)樵谡９ぷ髌陂g光耦器給dpa-switch 提供供電。光耦器及串聯(lián)電阻必須在使用最小ctr 的光耦器時(shí)能夠給出dpa-switch 所規(guī)定的最大控制引腳電流。大部分情況下，ctr 介于100% 至200%

36、的光耦器足以滿足使用要求。選取的r6 數(shù)值應(yīng)保證在ctr 最小的情況下提供給led 的電流能夠使tl431 飽和。與r6 并聯(lián)的r12 和c16 網(wǎng)絡(luò)所產(chǎn)生的零點(diǎn)提高了增益和相位，對(duì)輸出濾波器的另一個(gè)極點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。零點(diǎn)的位置一般靠實(shí)驗(yàn)方法來確定，以得到所需的相位裕量。該零點(diǎn)的頻率一般介于輸出濾波器諧振頻率的一至三倍之間。電阻r12 用于限定高頻時(shí)增益的增加。3、tl431 的補(bǔ)償使用tl431 的目的是在低頻段提供很高的環(huán)路增益。在較高頻率其作用是不需要的，因光耦器可以提供足夠的增益。因此，對(duì)tl431 周邊反饋電路進(jìn)行補(bǔ)償?shù)哪康氖菫榱嗽龃笃湓诤艿皖l段的作用而降低其在高頻段的影響。連接于tl4

37、31 陰極和參考端之間的c14 和r9 用于增大對(duì)dc 分量的環(huán)路增益，以得到最佳的電壓穩(wěn)壓精度。在作為例子的原型樣板設(shè)計(jì)中，電容c14 構(gòu)成一個(gè)積分器，將tl431 的貢獻(xiàn)降低了20 db/ 十倍頻程。電阻r9 與r10 一起決定了tl431 的最小增益，并在環(huán)路增益內(nèi)引入一個(gè)零點(diǎn)。在作為例子的原型樣板設(shè)計(jì)中，該零點(diǎn)位于約16 hz 的位置。與tl431 相關(guān)的由c14 和r9 形成的另一個(gè)零點(diǎn)位于720 hz 處。該零點(diǎn)的位置對(duì)于連續(xù)模式電源的正常工作不構(gòu)成影響。如果變換器工作于非連續(xù)導(dǎo)通模式，則在很輕的負(fù)載時(shí)這個(gè)零點(diǎn)就會(huì)變得很重要。非連續(xù)導(dǎo)通模式的環(huán)路增益特性與本例中連續(xù)導(dǎo)通模式有著根本

38、的不同。最重要的影響就是環(huán)路增益的交叉頻率一般都特別低，其交叉頻率由負(fù)載的輕重所決定。交叉頻率可以很容易地落入環(huán)路增益中tl431 起作用的頻率范圍。4、原型電路的環(huán)路增益在正激變換器中，最高的輸入電壓通常為最差的工作情況，因?yàn)榇藭r(shí)增益最高，帶寬最大而相位裕量最小。由c14 、r9 和r10 構(gòu)成的積分器使得增益的數(shù)值開始降低，由電容c6 、c6 的esr 、電阻r4 及dpa-switch 的內(nèi)部控制引腳阻抗所構(gòu)成的極點(diǎn)在p2 處使得增益降低。由電容c6 、r4 和c6 的esr 所形成的零點(diǎn)將相位進(jìn)行提升。電阻r4 增大了電容的esr 。電容c6 采用鉭電容，這樣可以利用r4 對(duì)總的阻抗進(jìn)

39、行調(diào)整。鋁電解電容的esr 一般都很大，不適合用于對(duì)頻率響應(yīng)曲線的調(diào)整。電容c5 提供了一個(gè)低阻抗的源極使電流脈沖流入控制引腳。它對(duì)環(huán)路的影響較小。高于z1頻率的增益幅值直接與光耦器的電流傳輸比(ctr) 有關(guān)。因此，必須對(duì)光耦器的ctr進(jìn)行控制，以維持系統(tǒng)工作的穩(wěn)定及正常。應(yīng)保證在12 ma的最大控制引腳電流情況下光耦器的ctr數(shù)值介于100%至200%的范圍。光耦器鏡像三極管的擊穿電壓必須高于最大的偏置電壓。環(huán)路設(shè)計(jì)所需的充足裕量可以適應(yīng)光耦器ctr的容差變化、輸出電容esr的變化以及隨工作電壓改變的增益變化。esr隨溫度的變化很大。這一點(diǎn)在選擇輸出電容時(shí)應(yīng)成為主要考量的因素。同時(shí)，還必須

40、能夠適應(yīng)其它元件的容差變化。綜上對(duì)于反饋回路的設(shè)計(jì)要求及本次設(shè)計(jì)的設(shè)計(jì)要求所設(shè)計(jì)的相關(guān)硬件電路如下所示圖 3-7-2 反饋設(shè)計(jì)原理圖3.8 空載情況下的工作工作于連續(xù)導(dǎo)通模式（中度至重度負(fù)載）和非連續(xù)導(dǎo)通模式（輕載）的電源控制特性是不同的。兩種工作模式的臨界點(diǎn)發(fā)生在ki=2時(shí)的負(fù)載情況(不使用同步整流)。兩種模式具有不同的控制特性。非連續(xù)導(dǎo)通模式的變換器與連續(xù)導(dǎo)通模式相比，通常其瞬態(tài)響應(yīng)較慢而輸出端的紋波電壓較高。除非經(jīng)過正確的設(shè)計(jì)，否則在某些極端情況下，以連續(xù)導(dǎo)通模式工作的表現(xiàn)良好的變換器在輕載或者空載時(shí)往往會(huì)變得不穩(wěn)定。很多商用的dc-dc變換器模塊都規(guī)定了一個(gè)很大的最小負(fù)載，以防止變換器

41、工作于非連續(xù)導(dǎo)通模式。深度非連續(xù)導(dǎo)通模式工作的變換器所要求的占空比很小。對(duì)于dpa-switch來講工作在很輕的負(fù)載下不會(huì)有問題，因?yàn)樗鼤?huì)利用“丟”周期的方法自動(dòng)降低等效的開關(guān)頻率，從而可以使占空比低于5%。以很小的占空比工作要求使用一個(gè)很大的電容，以保證偏置電壓高于所需的8v最小電壓值?？紤]到尺寸、成本及效率，滿足空載工作要求的最佳方案就是在輸出電容兩端并聯(lián)一個(gè)小的假負(fù)載。負(fù)載的大小通過實(shí)驗(yàn)方法來確定。所增加的假負(fù)載僅作為對(duì)輸出端供電的其它小信號(hào)電路自然負(fù)載的一個(gè)補(bǔ)充。3.9 布局考量圖3-9 所示的例子為dpa-switch 正激變換器合理的電路板布局。由于dpa-switch 工作時(shí)具有

42、很大的漏極電流，因此必須注意以下注意事項(xiàng)。1、初級(jí)側(cè)的連接由于dpa-switch 的散熱器連接片有意做成很高的開關(guān)電流的返回連接點(diǎn)，因此，散熱器連接片應(yīng)通過較寬的低阻抗的走線與輸入電容相連接。不要使用源極引腳作為功率電流的返回端，否則會(huì)導(dǎo)致器件工作的不正常。源極引腳僅僅作為信號(hào)地來使用。器件本身的散熱器連接片（源極）為功率電流的正確連接點(diǎn)。控制引腳的旁路電容應(yīng)盡可能地靠近源極和控制引腳。與源極相連的電路走線不應(yīng)包含任何初級(jí)或偏置電壓所產(chǎn)生的開關(guān)電流。所有連接至線電壓檢測(cè)(l) 或外部流限設(shè)定(x) 引腳且以源極引腳作為參考的元件，也應(yīng)盡量靠近其各自連接的引腳和源極引腳。再次強(qiáng)調(diào)，這些元件的源

43、極連接走線上不應(yīng)流過任何主mosfet 的開關(guān)電流。特別需要注意的是，散熱器連接片（源極）的功率開關(guān)電流應(yīng)經(jīng)過一個(gè)單獨(dú)的鋪銅走線連接至輸入電容的負(fù)極。與源極、控制極、l或x引腳相連接的元件不要共用此鋪銅走線。任何連接至l或x引腳的走線都要盡可能地縮短并遠(yuǎn)離漏極走線，以防止噪聲的耦合。線電壓檢測(cè)電阻應(yīng)位于靠近l引腳的地方，并縮短靠近l引腳一側(cè)的走線長(zhǎng)度。除了控制引腳電容以外，在靠近源極和控制引腳處再并聯(lián)一個(gè)220 nf 的高頻旁路電容，以便更好地濾除噪聲。用于反饋的光耦器的輸出也應(yīng)盡可能地靠近dpa-switch 的控制極和源極引腳。2、散熱片為了增加dpa-switch 及其它功率元件的散熱，建議使用特殊導(dǎo)熱的pcb 板材