大功率高頻開關電源變壓器優(yōu)化設計

1、國內(nèi)圖書分類號：TM433西 南 交 通 大 學研 究 生 學 位 論 文大功率高頻開關電源變壓器的優(yōu)化設計年 級 二OO六級 姓 名 張朋朋 申請學位級別 工 學 碩 士 專 業(yè) 物理電子學 指 導 教 師 劉慶想 教授 二OO九年 五 月Classified Index:TM433Southwest Jiaotong UniversityMaster Degree ThesisOPTIMUM DESIGN OF HIGH-POWER HIGH-FREQUENCY SWITCHING POWER SUPPLY TRANSFORMERGrade: 2006Candidate: Zhang Pe

2、ngPengAcademic Degree Applied for: Master DegreeSpeciality: Physical ElectronicsSupervisor: Liu QingxiangMay.2009西南交通大學學位論文版權使用授權書本學位論文作者完全了解學校有關保留、使用學位論文的規(guī)定，同意學校保留并向國家有關部門或機構送交論文的復印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權西南交通大學可以將本論文的全部或部分內(nèi)容編入有關數(shù)據(jù)庫進行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復印手段保存和匯編本學位論文。本學位論文屬于1保密，在 年解密后適用本授權書；2不保密，使用本授權書。（

3、請在以上方框內(nèi)打“”）學位論文作者簽名： 指導老師簽名：日期： 日期：西南交通大學學位論文創(chuàng)新性聲明本人鄭重聲明：所呈交的學位論文，是在導師指導下獨立進行研究工作所得的成果。除文中已經(jīng)注明引用的內(nèi)容外，本論文不包含任何其他個人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果。對本文的研究做出貢獻的個人和集體，均已在文中作了明確的說明。本人完全意識到本聲明的法律結果由本人承擔。本學位論文的主要創(chuàng)新點如下：采用三維有限元技術計算了高頻變壓器中的分布參數(shù)，提出一種根據(jù)充電電流波形測量分布電容的方法。 學位論文作者簽名： 日期： 西南交通大學碩士研究生學位論文 第VI頁摘 要隨著電源技術的不斷發(fā)展，高頻化和高功率密度

4、化已成為開關電源系統(tǒng)的研究方向和發(fā)展趨勢。變壓器是開關電源的核心部件，并且隨著頻率和功率的不斷提高，其對電源系統(tǒng)的性能產(chǎn)生影響也日益重要。因此，大功率高頻變壓器的優(yōu)化設計是實現(xiàn)開關電源發(fā)展目標的關鍵。本文針對大功率高頻諧振式電容器充電電源變壓器進行優(yōu)化設計，從減小電源系統(tǒng)體積、提高電源系統(tǒng)效率的角度出發(fā)，尋求高頻變壓器的優(yōu)化方法。首先本文分析了諧振式開關電源變壓器所處的工作狀態(tài)，比較了不同矩形比磁心材料在該工作狀態(tài)下磁通密度的工作范圍，為高頻變壓器磁心材料的選取提供了指導原則。然后在對變壓器磁心和繞組進行詳細分析的基礎上，用MATLAB軟件編寫了變壓器損耗、分布參數(shù)、體積和重量的計算程序，從解

5、析角度出發(fā)，初步實現(xiàn)了高頻變壓器的優(yōu)化設計。接著本文采用有限元軟件ANSYS對高頻變壓器中難以準確解析計算的分布參數(shù)、溫度場和電場分布進行了三維仿真分析，從仿真結果可以更準確地得到了漏感和分布電容值，并可以直觀地觀察變壓器內(nèi)部溫度場和電場的空間分布，為變壓器的冷卻系統(tǒng)和絕緣設計提供了數(shù)據(jù)支持，且縮短了設計周期，降低了研制成本；在此基礎上對初步優(yōu)化后的變壓器參數(shù)進行調整，完成設計。最后本文根據(jù)解析法所得優(yōu)化結果，結合ANSYS仿真分析，對42kW高頻變壓器進行了優(yōu)化設計，并通過實驗測試驗證了設計的合理性。關鍵詞：大功率 高頻 開關電源變壓器 優(yōu)化設計 ANSYSAbstractWith the

6、continuous development of power technology, high-frequency and high power density switching power supply has become the direction of the research and development trends. Transformer is an essential component in switching power supply, and its impact on the performance of the system also become incre

7、asingly important with higher frequency and higher power levels. Therefore, the optimal design of high-power high-frequency transformer design is quit pivotal to the goals above.The optimal design aims at high-power high-frequency resonant capacitor charging power supply(CCPS) transformer, and optim

8、al method is sought from the reducing volume and improving efficiency of power supply system point of view in this thesis. First, the working state of resonant CCPS transformer is analyzed, and a guiding principle of core material selection is provided, which is based on the comparing material magne

9、tic flux density working range with different rectangular ratio in this state. Secondly, on the basis of detailed analysis on the core and winding in transformer, a program to calculate losses, distribution parameters, volume and weight, is written using the Matlab software. Then optimal design of h

10、igh-frequency transformer has been realized initially from the analytical point of view. Thirdly, three-dimensional simulation is studied to analyze distribution parameters, electric field and temperature field distribution which are difficult to calculate accurately using analytical method. From th

11、e simulation results, more accurate leakage inductance and distributed capacitance value can be gotten, besides temperature field and electric field spatial distribution can be observed directly, which shortening the design cycle, reducing the development cost, and providing data to support transfor

12、mer insulation and cooling systems design. Then transformer design is completed after the adjustment of parameters gotten by initial optimal design. So the optimization results are obtained based on analytical method and ANSYS simulation analysis. Finally 42kW high-frequency transformers are produce

13、d, and the reasonableness of optimal design is verified through lab experiments.Key words: high power, high frequency, switching mode power supply transformer, optimum design, ANSYS目錄第1章 緒論11.1 本課題的研究背景及意義11.2 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀11.3 本文主要研究內(nèi)容4第2章 高頻開關電源的工作原理52.1 高頻開關電源的構成及分類52.2串聯(lián)諧振CCPS工作原理52.2.1 串聯(lián)諧振CCPS充電過程分析

14、62.2.2 串聯(lián)諧振CCPS輸出特性分析10第3章 高頻開關電源變壓器的優(yōu)化設計133.1變壓器工作原理及分類133.2 高頻開關電源變壓器磁心分析133.2.1 軟磁材料的發(fā)展歷程133.2.2 串聯(lián)諧振CCPS對磁心材料的要求153.2.3 磁心損耗特性203.3高頻開關電源變壓器繞組分析213.3.1 繞組損耗213.3.2 繞組結構223.4 高頻開關電源變壓器的優(yōu)化設計243.4.1 設計參數(shù)243.4.2 優(yōu)化設計27第4章 基于ANSYS的高頻變壓器仿真研究334.1 有限元法及ANSYS簡介334.1.1 有限元法簡介334.1.2 ANSYS簡介344.2 高頻變壓器的仿真

15、研究354.2.1 高頻變壓器漏感的仿真研究364.2.2 高頻變壓器分布電容的仿真研究394.2.3 高頻變壓器熱仿真研究404.2.4 高頻變壓器電場仿真研究43第5章 大功率高頻開關電源變壓器的研制與應用455.1 參數(shù)測試455.1.1漏感的測量455.1.2 分布電容的測量465.2 CCPS中的應用及分析47結論49致謝50參考文獻51附錄155附錄258攻讀碩士學位期間發(fā)表的論文61西南交通大學碩士研究生學位論文 第64頁第1章 緒論1.1 本課題的研究背景及意義開關電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點被廣泛應用于工業(yè)、民用及軍事電子設備的各個領域，成為現(xiàn)代

16、電子設備的重要組成部分，近年來已成為世界各主要國家尤其是發(fā)達國家研究的熱點，其發(fā)展趨勢和追求目標是頻率和功率密度的不斷提高123。高頻變壓器是開關電源的核心部件，是實現(xiàn)能量轉換和傳輸?shù)闹饕骷?，又是開關電源體積和重量的主要占有者和發(fā)熱源，一般占開關電源總體積的25%并超過總重量的30%4；隨著開關電源的高頻化，變壓器的分布參數(shù)對電源系統(tǒng)性能的影響變得越來越重要5；同時大功率化帶來的絕緣和散熱問題，也增加了高頻變壓器的設計難度，并成為影響開關電源系統(tǒng)的壽命和可靠性的重要因素6。因此，高頻變壓器的優(yōu)化設計是實現(xiàn)開關電源高頻化和高功率密度化目標的關鍵。1.2 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀20世紀60年代以前，人們

17、普遍采用的是線性調節(jié)器式直流穩(wěn)壓電源，即傳統(tǒng)的線性電源，這類電源由于串聯(lián)晶體管的高損耗和工頻變壓器較大的體積和重量，使得其效率低、很難實現(xiàn)小型化，功率密度一般僅為。20世紀60年代，開關調節(jié)器式直流穩(wěn)壓電源（開關電源）由于具有功率轉換效率高、穩(wěn)壓范圍寬、功率密度比大、重量輕等優(yōu)點，取代了線性電源。1964年，日本NEC雜志發(fā)表了兩篇具有指導性的文章：一篇為“用高頻技術使AC/DC電源小型化”；另一篇為“脈沖調制用于電源小型化”。這兩篇文章指明了開關電源小型化的研究方向，即高頻化和脈沖寬度調制技術。1973年，美國摩托羅拉公司發(fā)表了一篇題為“觸發(fā)起20kHz的革命”的文章，從此在世界范圍內(nèi)掀起了

18、高頻開關電源的開發(fā)熱潮，并將DC/DC轉換器作為開關調節(jié)器用于開關電源，使電源的功率密度由增加到。1980年以前，DC/DC轉換器的開關頻率為2050kHz，從20世紀80年代起，由于一些新功率半導體開關器件、功率模塊和高頻磁性材料的出現(xiàn)，提高開關頻率已成為減小開關電源體積和重量的主要手段，同時也改善了開關電源的動態(tài)性能7 89；八十年代國外開關電源的研究頻率就已經(jīng)在 110MHz1011；二十世紀末期，國外開關電源的功率也迅速得到提高，1030kW的大功率開關電源在產(chǎn)品上已很成熟，更高功率的開關電源也有很快發(fā)展，如俄羅斯研制的用于雷達發(fā)射機的140kW開關電源12。目前國外0.53MHz 的

19、高頻開關電源已實用化1314，200500kHz已成為輸出100W以下開關電源的標準開關頻率，開關電源的功率密度已向的目標發(fā)展7。開關電源的高頻化和高功率密度化的發(fā)展趨勢增加了變壓器優(yōu)化設計的難度：一方面高頻化縮小了變壓器的體積并增加了磁心和繞組中的損耗，導致變壓器發(fā)熱嚴重且散熱表面減小，這對高頻變壓器的散熱設計提出了更高的要求；另一方面開關頻率的增加導致變壓器中的分布參數(shù)，即漏感和分布電容，對變換器的性能產(chǎn)生重要的影響。對于開關式變換器來說，漏感會引起電壓尖峰，對電路中的器件產(chǎn)生損壞，分布電容會引起電流尖峰并延長充電時間，增大開關以及二極管的損耗，降低變壓器的效率和可靠性15，因此在這種工作

20、模式下希望盡可能的減小變壓器中的分布參數(shù)；對于諧振式變換器來說，可以對變壓器中的分布參數(shù)加以吸收或利用，全部作為諧振參數(shù)或其中的一部分，且解決了減小漏感和保證絕緣強度這一矛盾16，因此在這種工作模式下，需要準確預測漏感和分布電容的值，以滿足電源系統(tǒng)對諧振參數(shù)的要求?？梢娫诟哳l化和高功率密度化的過程中，變壓器的優(yōu)化設計關鍵在于解決以下問題：合理選取高頻磁性材料和磁心繞組的結構；準確計算磁心和繞組損耗；準確計算高頻變壓器漏感和分布電容；合理設計冷卻系統(tǒng)。高頻變壓器中最常用的軟磁材料有鐵氧體、坡莫合金和非晶態(tài)合金。軟磁材料在工業(yè)中的應用始于19世紀末，20世紀20年代出現(xiàn)了坡莫合金，40年代生產(chǎn)出了

21、軟磁鐵氧體材料，進入70年代又興起了非晶態(tài)軟磁合金和納米晶材料17。各種磁性材料均有其特點和最佳應用環(huán)境，因此進行高頻變壓器設計的首要問題是根據(jù)磁心的工作條件選取最佳的磁性材料。高頻變壓器參數(shù)的計算方法可分為兩類：一類是解析法，一類是數(shù)值模擬。1966年Dowell提出了著名的Dowell模型，用于計算交流電阻與直流電阻之間的換算系數(shù)18。應用這一模型可以方便計算繞組的高頻損耗，此后眾多學者又通過引入修正系數(shù)的方式對Dowell模型做了修改和發(fā)展1920。1892年Steinmetz提出了著名的用于計算磁心損耗的經(jīng)驗公式，該經(jīng)驗公式中的參數(shù)由磁心在若干頻率和磁密點下的損耗測量值經(jīng)曲線擬合得到。

22、在此基礎上，Mulder等人分別考慮了溫度和非正弦電壓波形對磁心損耗的影響，對Steinmetz公式進行了修改和推廣2122。此后，眾多企業(yè)和科研機構分別對納米晶合金軟磁材料的損耗進行了分析，并擬合出不同頻率范圍下納米晶合金的Steinmetz公式523。近年來高頻變壓器中分布參數(shù)的解析求解成為眾多學者研究的熱點，其解析公式是根據(jù)變壓器中漏磁場和靜電場中所存的能量通過理論推導得出的，目前已存在不同磁心結構和繞組結構下的漏感計算公式2425。高頻變壓器中分布電容的建模方法可歸結為兩類：第一類是從靜電場的角度將雙繞組變壓器視為三端口系統(tǒng)，在變壓器等效電路中引入六個電容來表示分布電容，它們可以通過靜

23、電場中儲存的能量計算出來；第二類從分布電容對變壓器帶來的物理效應出發(fā)，將分布電容等效為三個集總電容構成的形網(wǎng)絡，這三個集總電容可進一步簡化為一個并聯(lián)電容，這兩類模型均有相應的計算公式和測量方法26。目前，利用數(shù)值模擬方法設計高頻變壓器主要分為定性分析和定量分析，前者一般采用二維分析，其目標是得到一些指導性的設計原則。后者更適于采用三維分析，目標是得到高頻變壓器設計中某些不易計算量的精確值，最終達到在一定程度上替代實驗的目的。常用的變壓器數(shù)值模擬方法有有限差分法、有限元法、邊界元法等，可以有效地分析繞組中的高頻效應、繞組損耗、變壓器電磁場分布、分布參數(shù)和溫升等27。二十世紀六十年代以來，求解電磁

24、場的各種數(shù)值方法迅速發(fā)展起來。有限差分法因其數(shù)學概念簡單、形成系數(shù)矩陣方便，最早應用于電磁場計算，至六十年代末，已有比較成熟的分析變壓器漏磁場的二維有限差分程序。但有限差分法的規(guī)則網(wǎng)格不能滿意地模擬幾何形狀復雜的問題，因此該方法在電磁場分析中的應用逐漸被有限元法代替。二十世紀七十年代，有限元法逐漸發(fā)展起來，并因網(wǎng)格剖分靈活、數(shù)值穩(wěn)定性好等特點很快成為計算電磁場問題的主要方法。Dai等人通過二維有限元方法，研究了繞組間隙及初級繞組的寬度對邊緣效應的影響，得出漏感隨繞組間隙增大而單調遞增的結論28；Lavers等人通過二維有限元方法，研究了變壓器的銅損與電流波形的關系，通過大量分析指出波形對繞組的

25、交流電阻有很大的影響29；Tenyenhuis等人通過二維有限元分析，研究了變壓器的溫升30，文獻31把有限元分析推廣至3D，更適于解決復雜的邊界結構和材料性質的不連續(xù)問題。國內(nèi)眾多學者也分別采用有限元法對高頻變壓器的設計進行了研究，如趙爭菡等人使用MATLAB對高頻變壓器的電場分布進行了的二維有限元分析，進而根據(jù)電場能計算了分布電容的值32；電子科技大學的姬海寧等人對開關電源變壓器磁心漏磁場進行了三維定性分析，并對磁心表面溫升進行了三維仿真研究3334。1.3 本文主要研究內(nèi)容高頻變壓器的優(yōu)化設計已成為開關電源高頻化和高功率密度化的關鍵，而要實現(xiàn)高頻變壓器的優(yōu)化設計不僅要從變壓器本身出發(fā)，選

26、取低損耗、高磁密的磁心材料，合理選取繞組線徑和匝數(shù)，以減小變壓器的重量和體積，還要將變壓器的優(yōu)化和電源系統(tǒng)的優(yōu)化緊密結合起來，如要準確分析變壓器中的電壓波形，分布參數(shù)對電源系統(tǒng)的影響等，折衷取舍變壓器的眾多參數(shù)，才能提高整個電源系統(tǒng)的功率密度。本論文的主要工作包括：1. 在分析串聯(lián)諧振式電容充電電源工作過程中，變壓器初級電壓波形變化規(guī)律的基礎上，對不同矩形比下磁心材料磁通密度的工作范圍進行了比較，為實現(xiàn)變壓器小型化目標，選取低矩形比納米晶作為磁心材料。 2. 從解析法出發(fā)，針對矩形和環(huán)形兩種磁心結構，以初級繞組匝數(shù)和次級繞組層數(shù)為優(yōu)化參量，小型化和高效化為優(yōu)化目標，利用MATLAB軟件編寫了變

27、壓器損耗、分布參數(shù)、體積和重量的計算程序， 初步實現(xiàn)了高頻變壓器的優(yōu)化設計。3. 對不易準確計算的高頻變壓器漏感和分布電容，采用有限元分析軟件ANSYS分別建立了變壓器3D有限元模型，并進行了仿真。通過對一系列變壓器分布參數(shù)仿真值和測量值的對比，驗證了這種3D有限元分析方法的準確性；對高頻變壓器進行了熱分析，從定性角度為冷卻系統(tǒng)的設計提供指導；對高頻變壓器電場分布進行了3D有限元分析，為絕緣材料和絕緣間距的選取提供仿真支持。4. 在分析高頻變壓器分布電容對該種電源充電過程影響的基礎上，根據(jù)理論推導出的諧振電流正負周期的變化規(guī)律，以及充電過程中示波器所觀察到的諧振電流波形，提出一種測量分布電容的

28、方法，為高頻變壓器優(yōu)化中分布電容的計算提供了數(shù)據(jù)支持。第2章 高頻開關電源的工作原理2.1 高頻開關電源的構成及分類廣義地說，凡是采用半導體功率開關器件作為開關管，通過對開關管的高頻開通與關斷控制，將一種電能形態(tài)轉換成為另一種電能形態(tài)的裝置，叫做開關轉換器。以開關轉換器為主要組成部分，用閉環(huán)自動控制來穩(wěn)定輸出電壓，并在電路中加入保護環(huán)節(jié)的電源，叫做開關電源(Switching Power Supply)。如果用高頻DC/DC轉換器作為開關電源的開關轉換器時，就稱為高頻開關電源7。高頻開關電源的基本電路由“交流直流轉換電路”、“開關型功率變換器”“整流濾波電路”和“控制電路”等組成，其基本結構見

29、圖2-1所示25。 圖2-1 高頻開關電源的基本構成高頻開關電源的分類方式有多種：(1) 按DC/DC轉換器的開關條件，可分為硬開關(Hard Switching)和軟開關(Soft Switching)兩種。(2) 按驅動方式，可分為自激式和他激式。(3) 按輸入與輸出之間是否有電氣隔離，可分為隔離式和非隔離式。(4) 按電路的拓撲結構：隔離式有正激式、反激式、推挽式、半橋式和全橋式；非隔離式有降壓型、升壓型和升降壓型等。2.2串聯(lián)諧振CCPS工作原理高頻開關電源DC/DC轉換器中開關管的開關條件有硬開關和軟開關兩種。硬開關DC/DC轉換器以用脈寬調制(Pulse Width Modulat

30、ion，PWM)方式控制開關為主要特征，其開關器件是在承受電壓或流過電流的情況下，開通或關斷電路的，因此在開通或關斷過程中將會產(chǎn)生較大的交疊損耗，即所謂的開關損耗(Switching loss)。當轉換器的工作狀態(tài)一定時開關損耗也是一定的，開關頻率越高，開關損耗越大，同時在開關過程中還會激起電路分布電感和寄生電容的振蕩，帶來附加損耗，因此，硬開關DC/DC轉換器的開關頻率不能太高。軟開關DC/DC轉換器的開關管，在開通或關斷過程中，或是加于其上的電壓為零，即零電壓開關(Zero-Voltage-Switching，ZVS)，或是通過開關管的電流為零，即零電流開關(Zero-Current-Sw

31、itching，ZCS)。這種軟開關方式可以顯著地減小開關損耗，以及開關過程中激起的振蕩，是開關頻率可以大幅度提高，為轉換器的小型化和模塊化創(chuàng)造了條件。利用諧振現(xiàn)象，是開關器件上電壓或電流按正弦規(guī)律變化，可以創(chuàng)造零電壓開通或零電流關斷的條件，以這種技術為主導的變換器稱為諧振變換器，它可分為串聯(lián)諧振、并聯(lián)諧振和串并聯(lián)諧振變換器三種17。上述三種軟開關諧振式變換器均被廣泛用于高頻高壓電容器充電電源(Capacitor Charging Power Supply，CCPS)中，三者各有其優(yōu)缺點，充電特性也不相同，然而這三種變換器中高頻變壓器磁心的工作狀況卻極為相似，其變壓器初級電壓波形均近似為電壓值

32、逐漸升高的矩形波。因此這三種諧振式充電電源對高頻變壓器磁心的選取原則是相同的，對高頻變壓器進行優(yōu)化設計的方法也是相通的。下面以串聯(lián)諧振大功率電容器充電電源為例，對其工作原理進行分析，從而得出電源系統(tǒng)中高頻變壓器的工作狀態(tài)。2.2.1 串聯(lián)諧振CCPS充電過程分析 圖 2-2 串聯(lián)諧振CCPS組成簡圖串聯(lián)諧振CCPS組成簡圖如圖2-2所示，為直流供給電壓，開關管V1、V2、V3、V4及其內(nèi)部反向并聯(lián)二極管D1、D2、D3、D4構成一個全橋逆變器，開關管V1、V2、V3、V4的控制信號分別為G1、G2、G3、G4，和分別為諧振電感和諧振電容，為變比1:n的高頻變壓器，D5、D6、D7、D8構成一個

33、整流橋， 和分別為諧振電流和充電電流，為負載電容，為方便討論，可將接在高壓變壓器次級的負載電容等效到變壓器初級，其值，等效電路如圖2-3所示。 圖2-3 串聯(lián)諧振CCPS等效電路串聯(lián)諧振電容器充電電源，當開關頻率滿足和開關管驅動脈沖寬度滿足時，開關管處于零電流全軟開關狀態(tài)，并保證充電電流恒定。其中為開關頻率，為諧振頻率，為諧振周期，為驅動脈沖寬度。串聯(lián)諧振CCPS一個完整的充電周期可分五個模式進行分析3536：圖2-4 模式1的等值電路模式1：當控制信號G1、G4到來時，V1、V4零電流導通，諧振電流方向為正，直流源給諧振電容和等效負載電容充電。模式1的等值電路見圖2-4，表示諧振電容兩端的電

34、壓，表示諧振電容在本模式起始時刻的初值，等效為一個電壓源；表示負載電容兩端的電壓，表示諧振電容在本模式起始時刻的初值，也等效為一個電壓源。從觀測的角度、的方向設為固定，而的方向總是與本模式諧振電流實際方向相反。由于是零電流開關，故在每個模式的起始和結束時刻，諧振電感中的電流總是為零，即電感上電壓的初值總為0，在電路等效時可不必考慮。在模式1中，根據(jù)拉普拉斯變換，可以解出諧振電流、諧振電容上的電壓和等效負載電容上的電壓。 (2-1)(2-1)式中特性阻抗和諧振角頻率見式(2-2)，對應于模式1的起點時刻，對應于本模式要考察的時刻。 (2-2)為諧振電容和等效負載電容的串聯(lián)值，在高壓應用中遠遠大于

35、，因此近似與，這一點也說明了回路的特性阻抗及諧振頻率與負載電容關系不大。 (2-3)模式1中，諧振電容上的電壓和等效負載電容上的電壓可由式(2-4)、(2-5)給出。 (2-4) (2-5)在實際應用中，我們只關心各模式的起點和終點情況，即令。并用數(shù)字0表示模式1的起點，數(shù)字1表示模式1的終點。表示模式1的諧振電流峰值，它發(fā)生在處。則有： (2-6) (2-7) (2-8)式中： (2-9) (2-10) (2-11)由式(2-6)、(2-7)、(2-8)、(2-9)可以看出，模式1的諧振電流峰值以及模式1結束時的諧振電容和等效負載電容上的電壓值只與模式1起始時刻的電壓有關。 圖2-5 模式2

36、的等值電路模式2：當諧振過零后，反向，電流通過V1、V4的反向并聯(lián)二極管D1、D4流動，V1、V4實現(xiàn)零電流關斷，諧振電容向電源和等效負載電容放電。模式2的等值電路如圖2-5，模式2中諧振電容和等效負載電容上電壓的起始值為模式1的結束值，參考模式1的分析方法，則有： (2-12) (2-13) (2-14)式中：(2-15)由式(2-12)、(2-13)、(2-14)、(2-15)可以看出，模式2的諧振電流峰值以及模式2結束時的諧振電容和等效負載電容上的電壓值只與模式2起始時刻的電壓有關。過渡模式：當再次過零時，由于V1、V4已關斷，V2、V3又未開通，則回路中電流保持為0，各物理量也保持不變

37、，該模式不存在能量轉換。圖2-6 模式3的等值電路模式3：過渡模式后，控制信號G2、G3到來，開關管V2、V3受控導通，實現(xiàn)零電流開通，與模式2一樣，諧振電流仍然反向流動。模式3中直流電源繼續(xù)給等效負載電容充電，諧振電容也被反向充電。模式3的等值電路如圖2-6，模式3中諧振電容和等效負載電容上電壓的起始值為模式2的結束值，參考模式2的分析方法，則有： (2-16) (2-17) (2-18)式中：(2-19)由式(2-16)、(2-17)、(2-18)、(2-19)可以看出，模式3的諧振電流峰值以及模式3結束時的諧振電容和等效負載電容上的電壓值只與模式3起始時刻的電壓有關。 圖2-7 模式4的

38、等值電路模式4: 當諧振過零后，反向恢復成與模式1方向一樣，電流通過V2、V3的反向并聯(lián)二極管D2、D3流動，V2、V3實現(xiàn)零電流關斷，諧振電容向電源和等效負載電容放電。模式4的等值電路如圖2-7，模式4中諧振電容和等效負載電容上電壓的起始值為模式3的結束值，參考模式3的分析方法，則有： (2-20) (2-21) (2-22)式中：(2-23)由式(2-20)、(2-21)、(2-22)、(2-23)可以看出，模式4的諧振電流峰值以及模式4結束時的諧振電容和等效負載電容上的電壓值只與模式3起始時刻的電壓有關。當再次過零后，由于V2、V3已關斷，V1、V4又未開通，則回路中電流保持為0，各物理

39、量保持不變，又進入過渡模式。2.2.2 串聯(lián)諧振CCPS輸出特性分析通過對一個完整的充電周期中五個工作模式的分析，得出每個模式的，諧振電容電壓和等效負載電容上電壓的表達式。通過數(shù)學推導，當諧振電容和等效負載電容上起始電壓為零時，在每一個完整的諧振周期內(nèi)，等效負載電容上電壓增長量為一個常數(shù)： (2-24)使用PSPICE軟件對串聯(lián)諧振CCPS進行仿真，可以得出負載電容和高頻變壓器初級繞組上的電壓波形。從仿真波形中也可以看出，每個完整諧振周期內(nèi)，二者電壓增長量恒定；整個充電過程中，負載電容電壓線性增長，變壓器初級的電壓波形近似為峰值線性增加的矩形波，高頻變壓器這種工作狀態(tài)對其磁心材料的選取有著重要

40、的影響。電源系統(tǒng)仿真電路和負載電壓、初級電壓波形分別如圖2-8、2-9、2-10所示。 圖2-8 串聯(lián)諧振CCPS仿真電路圖 圖2-9 充電過程中負載電容上電壓波形圖2-10 充電過程中高頻變壓器初級電壓波形第3章 高頻開關電源變壓器的優(yōu)化設計3.1變壓器工作原理及分類變換電能以及把電能從一個電路傳遞到另一電路的靜止電磁裝置稱為變壓器，世界上第一臺變壓器在1885年誕生于匈牙利。在交流電路中，借助變壓器能夠變換交流電壓、電流和波形。變壓器在電子設備中占有很重要的地位，電源設備中交流電壓和直流電壓幾乎都由變壓器通過變換整流而獲得。在電路的隔離、匹配及阻抗變換等方面絕大多數(shù)是通過變壓器來實現(xiàn)的。變

41、壓器一般由磁心和線圈構成，簡單的變壓器結構如圖3-1所示，按照電磁感應原理，在初級繞組加交變電壓，產(chǎn)生交變磁通，在次級繞組感生輸出電壓，從而起到傳輸能量，電氣隔離等作用。 3-1 變壓器結構原理簡圖變壓器的分類方式有多種：(1) 按工作頻率分，50Hz或60Hz為工頻變壓器；工頻20kHz為中頻變壓器；20kHz以上稱為高頻變壓器。(2) 按傳送功率分，10kW以上為大功率，10kW0.5kW為中功率，0.5kW25W為小功率，25W以下為微功率。(3) 按用途分，有開關電源變壓器、脈沖變壓器、特種變壓器等。3.2 高頻開關電源變壓器磁心分析3.2.1 軟磁材料的發(fā)展歷程磁性材料有軟磁和硬磁之

42、分，在開關變壓器中使用的是軟磁材料。軟磁材料在工業(yè)中的應用始于19世紀末。隨著電力工及電訊技術的興起，開始使用低碳鋼制造電機和變壓器。到20世紀初，研制出了硅鋼片代替低碳鋼，提高了變壓器的效率，降低了損耗。直至現(xiàn)在硅鋼片在電力工業(yè)用軟磁材料中仍居首位。到20年代，無線電技術的興起，促進了高導磁材料的發(fā)展，出現(xiàn)了坡莫合金及坡莫合金磁粉心等。從40年代到 60年代，是科學技術飛速發(fā)展的時期，雷達、電視廣播、集成電路的發(fā)明等，對軟磁材料的要求也更高，生產(chǎn)出了軟磁合金薄帶及軟磁鐵氧體材料。進入70年代，隨著電訊、自動控制、計算機等行業(yè)的發(fā)展，研制出了磁頭用軟磁合金，除了傳統(tǒng)的晶態(tài)軟磁合金外，又興起了非

43、晶態(tài)軟磁合金和納米晶材料。高頻變壓器中最常用的磁性材料有軟磁鐵氧體、坡莫合金和非晶態(tài)合金。軟磁鐵氧體中應用最為廣泛的是錳鋅鐵氧體，在下磁心損耗一般為。除了需要低損耗的磁性材料之外，在開發(fā)高效的磁心形狀和繞組設計技術方面，日本TDK、Tokin、日立、富士電氣公司、荷蘭飛利浦、德國西門子、美國Ferronix等公司都取得了顯著成果。根據(jù)使用要求不同，鐵氧體材料和坡莫合金材料有各種不同牌號可供選用17。非晶態(tài)合金及超微晶均為近30年來發(fā)展起來的軟磁合金材料，這種材料具有飽和磁感應強度高，磁心損耗極低，磁性能穩(wěn)定，溫度特性好的特點，在中、高頻電子設備的電磁期間領域內(nèi)具有廣泛的應用前景。非晶態(tài)及超微晶

44、合金系新型的軟磁材料，其鐵心的生產(chǎn)和使用尚無部標和國標規(guī)范。目前，國內(nèi)僅有少數(shù)科研院所和企業(yè)提供該系列鐵心，并實現(xiàn)了鐵心產(chǎn)品的批量生產(chǎn)和供貨，但還沒有完成非晶態(tài)及超微晶合金鐵心的標準化和系列化工作。國外非晶態(tài)系列鐵心研發(fā)較早，美國的磁性公司、聯(lián)合信號公司、日本的東芝公司等均初步完成非晶態(tài)鐵心的系列化和商品化工作。常用軟磁材料的性能參數(shù)對比如表3-1所示。表3-1 常用軟磁材料的性能參數(shù)對比鐵基非晶合金鐵鎳基非晶鈷基非晶合金鐵基納米晶合金冷軋硅鋼坡莫合金軟磁鐵氧體飽和磁感應強度/T1.50.70.50.81.2 2.00.51.5415250320560730400550410 480 510

45、電阻率/cm50 55106密度/(g/cm3) 7.187.5 8.0 7.257.6588.84.8 硬度/(hg/mm2)860 640 900880120 600 飽和磁致伸縮系數(shù)/1062030120 12 27025 14初始導磁率1000400030000800001000100002000最大導磁率200000200000200000200000010000200000 矯頑力(A/m) 3 0.82.08.00.4 20 鐵損/(W/kg)P1/50=0.07 P1/400=1.2 P0.2/20k20P0.2/20k5P0.2/20k0.3P1/4

46、00=5.8P0.2/20k=13P0.2/20k203.2.2 串聯(lián)諧振CCPS對磁心材料的要求高頻變壓器是開關電源的核心部件，其設計對整個電源系統(tǒng)的體積、功率容量和變換效率都非常重要。因此，高頻變壓器的設計必須滿足下面一系列的限制條件：（1）變壓器的容量必須滿足電源系統(tǒng)輸出功率的要求（2）變壓器最大損耗條件下，電源系統(tǒng)仍能達到最低效率要求（3）變壓器的體積須符合所允許占用空間的限制要求（4）在特定的散熱環(huán)境下，變壓器的最高溫升須低于磁心及絕緣材料正常工作規(guī)定的最高溫度。（5）滿足電源系統(tǒng)的重量要求3738。為滿足上述要求，高頻變壓器的設計者必須熟悉磁性材料的磁化過程，掌握材料的磁性參數(shù)與器

47、件電氣參數(shù)的轉換關系。選取磁心材料需考慮的參數(shù)有材料的飽和磁感應強度、磁導率、高頻損耗、居里溫度、溫度穩(wěn)定性和矩形比等。高頻變壓器磁心材料的選取與變壓器工作電壓波形、工作頻率、輸出功率及使用環(huán)境等因素密切相關，下面分別闡述高頻變壓器對磁性材料參數(shù)的要求。1. 飽和磁感應強度高頻變壓器要求磁心材料有高的飽和磁感應強度。由電磁感應定律可知，高，則可選擇高的工作磁感應強度 ，在相同的感應電壓下可減小磁心截面積，故磁心的體積小，或者減少線圈匝數(shù)，從而減小變壓器銅損。2. 磁導率 要求磁心材料有高的磁導率。磁感應強度，因此對要求一定磁通量的磁性器件，選用值高的材料，就可以降低激勵磁場所需的勵磁電流，從而

48、降低磁心的體積。3. 損耗 高頻變壓器的磁心損耗，不僅影響電源輸出效率，同時會導致磁心發(fā)熱，波形畸變等不良后果。為減小磁滯損耗，要求磁性材料的矯頑力??；為減小渦流損耗，要求減薄磁性材料的厚度，提高材料的電阻率。同時，希望磁性材料的功耗有負溫度特性，即損耗隨溫度上升呈下降趨勢（在范圍內(nèi)）。這是因為若磁性功耗呈現(xiàn)正溫度特性，損耗隨溫度升高而變大，損耗增大又導致溫度繼續(xù)上升，會形成惡性循環(huán)。因此，磁性材料功耗的負溫度特性可以有效防止溫升造成的磁性能下降。具有負溫度特性功耗的代表性產(chǎn)品有TDK的PC30、德國西門子的N27和荷蘭飛利浦的3C80等鐵氧體磁心。4. 居里溫度和溫度穩(wěn)定性居里溫度表示磁性材

49、料失去磁特性的溫度，高頻變壓器要求磁心材料有較高的居里溫度。同時希望材料的磁性能具有較好的溫度穩(wěn)定性，即材料的飽和磁感應強度、磁導率等不隨溫度變化而顯著變化。5. 矩形比磁性材料的矩形比定義為最大剩磁與飽和磁感應強度之比，即。磁性材料的矩形比相差很大，如非晶軟磁合金最高矩形比可達到0.995以上，而低矩形比只有0.08左右。磁性材料矩形比的選擇取決于磁性器件的應用領域和磁心的工作狀態(tài)。如磁開關、磁存儲材料和雙極性脈沖變壓器要求材料有高的矩形比，單極性脈沖變壓器對矩形比的要求根據(jù)磁心是否加去磁電路而有所不同，不加去磁電路的磁心要求材料有低的矩形比，加去磁電路的磁心要求材料有高的矩形比。開關電源中

50、磁性材料矩形比的選取決定了磁心磁感應強度的工作范圍，因此選擇合適的矩形比對變壓器磁心的設計非常關鍵。開關電源中的磁心對矩形比的要求不僅要考慮電路的拓撲結構，還要考慮磁心的初始工作狀態(tài)。根據(jù)開關電源合閘瞬間，磁心中剩余磁通大小和極性的不同，可分為三種極限情況39：（1） 磁心中沒有剩磁在正常情況下，磁心中的磁通滯后電壓，當電壓過零時，達到最大值。以開關電源中對稱方波電壓波形為例，要想在一次繞組中維持電壓波的半個周期波形，磁通必須從一個方向的最大值變到相反方向的最大值。因此，在合閘瞬間，若磁心中沒有剩磁，磁通必須從零開始上升，為維持電壓波的第一個半周期，磁通密度必須達到近似于正常磁通密度最大值的兩

51、倍。磁密和電壓波形的對應關系如圖3-2。磁通密度的最大值決定了空載電流的大小，在上述情況下，由于磁通密度幾乎達到的兩倍，因此合閘時的瞬間電流可達到正?？蛰d電流的許多倍，并且有可能超過滿負載電流。這個瞬間電流稱為沖擊電流，它的產(chǎn)生可由磁性材料的特性曲線解釋。如圖3-3，雖然磁密僅達到正常磁密的兩倍，勵磁電流確達到穩(wěn)態(tài)條件下的許多倍。由于沖擊電流的存在，總的電流波形可以看成是由正常空載電流和疊加在其上的具有下降特性的瞬變電流組合而成，因此總的電流波形開始是非對稱的，以后逐漸達到穩(wěn)定狀態(tài)。圖3-2 情況(1)下電壓與磁密波形圖3-3 沖擊電流的形成實際上，瞬變磁通是不可能達到正常磁通的兩倍，這是因為

52、由于沖擊電流的存在，從式(3-1)可以看出，在一次繞組電阻中產(chǎn)生的電壓降要大于正?？蛰d電流所產(chǎn)生的壓降，使得繞組上產(chǎn)生較小的感應電動勢，其對應的磁通變化量也要小于穩(wěn)態(tài)下的變化量，故此時瞬變磁通是要低于正常磁通的兩倍，每半周期的磁通變化量也要逐漸增大到穩(wěn)態(tài)值。 (3-1)因此在（1）種極限情況下，只要正常工作磁通密度的取值不超過磁心材料飽和磁通密度的一半，即可保證磁心不會飽和。（2）磁心中有最大剩磁，其極性與正常工作時的磁通極性相反這種情況比情況（1）更為嚴重，因為磁通不是從零開始變化，而是從對應磁心剩磁通的極性和幅值開始變化，在第一個電壓波形半周期，磁通和沖擊電流都將超過情況（1）的最大值。磁通密度和電壓波形的對應關系見圖3-4，磁通最大值近似達到，因為磁心中的剩磁不會超過正常磁通密度，所以在（2）種極限情況下最大磁密在理論上的極限值是正常磁通密度的3倍，為避免磁心飽和，值的選取不能超過的三分之一。（3）磁心中有最大剩磁，其極性與正常工作時的磁通極性相同與情況（2）相反，在這種情況下剩余磁通的極性與正常磁通變化下的極性相同，因此初始磁通最大值和沖擊電流在三種情況中最小。這種情況下，如果剩余磁通密度小于