小功率調頻發(fā)射機

1、通信電子線路課程設計說明書 小功率調頻發(fā)射機 學 院： 電氣與信息工程學院 學生姓名： 賀 帥 指導教師： 伍麟珺 職稱 講 師 專 業(yè)： 通信工程 班 級： 通信1301班 學 號： 1330440128 完成時間： 2016年1 月 摘 要調頻發(fā)射機的用處很大，在很多領域都有了很廣泛的應用。這個實驗是關于小功率調頻發(fā)射機工作原理分析及其模擬調試，通過這次實驗我們可以更好地鞏固和加深對小功率調頻發(fā)射機工作原理和非線性電子線路的進一步理解。學會基本的實驗技能，提高運用理論知識解決實際問題的能力。本次設計我是結合Multisim軟件來對小功率調頻發(fā)射機電路的設計與調試方法進行研究。Multisi

2、m是一款仿真軟件，適用于板級的模擬/數(shù)字電路板的設計工作。它包含了電路原理圖的圖形輸入、電路硬件描述語言輸入方式，具有豐富的仿真分析能力。首先設計出總的電路圖，在分別計算各電路的靜態(tài)工作點，但是通過實際仿真，還是與理論計算值有出入。關鍵詞 ：LC振蕩器；調頻；功率放大器目錄第1章緒論Error! No bookmark name given.1.1小功率調頻發(fā)射機研究意義Error! No bookmark name given.1.2調頻發(fā)射機研究現(xiàn)狀Error! No bookmark name given.1.3發(fā)射機的主要技術指標Error! No bookmark name give

3、n.第2章總體方案設計42.1設計方案比較42.2總設計框圖4第3章電路組成方案63.1振蕩電路的選擇63.2振蕩電路參數(shù)計算63.3調頻電路的設計Error! No bookmark name given.3.4調頻參數(shù)的計算93.5緩沖隔離級電路的設計Error! No bookmark name given.3.6緩沖隔離級電路參數(shù)計算Error! No bookmark name given.3.7末級功放電路選擇Error! No bookmark name given.3.8末級功放電路參數(shù)計算Error! No bookmark name given.第4章Multisim仿真結

4、果Error! No bookmark name given.4.1 LC振蕩電路仿真波形Error! No bookmark name given.第5章實驗數(shù)據(jù)與誤差分析Error! No bookmark name given.5.1實驗數(shù)據(jù)與設計要求比較1Error! No bookmark name given.5.2誤差分析1Error! No bookmark name given.結束語Error! No bookmark name given.參考文獻20致謝21附錄221 緒論1.1小功率調頻發(fā)射機研究意義高頻電子線路本是一門較為復雜的電路。其中更有精髓的知識值的我們去學習

5、。同時隨著計算機技術與高頻電子技術的發(fā)展，模擬電子技術，得到廣泛應用，在模擬電子電路中尤其得到廣泛應用，成為現(xiàn)代電子電器必不可少的電子技術。在高頻電子線路中，LC振蕩電路是無孔不入，無所不在。應用于發(fā)射機中，加上簡單的電路及連線，就可以組成各種形式的、任意信號，廣泛應用。小功率調頻發(fā)射機在使用中，控制方法科學、簡單、明了，控制電路及連線簡單、易行，工作穩(wěn)定性好，從而得到廣泛應用。在此，我們就調頻發(fā)射機的應用作較完整和系統(tǒng)的研究，促進小功率調頻發(fā)射機的正確使用。1.2調頻發(fā)射機研究現(xiàn)狀 目前，世界范圍內的經濟危機席卷全球，中國在全球性經濟蕭條的形勢下，經濟發(fā)展速度迅速下滑，國內需求不振，進出口量

6、急劇萎縮，實體企業(yè)受國際經濟形勢影響嚴重。2008年，我國經濟發(fā)展速度放緩，全年GDP下滑到9.0%，2008年四季度中國經濟同比增長6.8，四季度進口同比下降8.8%，出口同比增長4.3%。預計2009年，國際經濟形式將進一步惡化，我國經濟也將面臨更多的不確定因素。從發(fā)射機總行業(yè)特點出發(fā)，緊緊圍繞小功率總成產品市場總量及增長速度、產品市場份額、市場供需情況、市場競爭格局、產品價格、進出口狀況及趨勢和小功率總成生產企業(yè)基本情況和經營狀況、功率調頻發(fā)射機成市場發(fā)展前景和趨勢等眾多市場發(fā)展因素進行研究，提供了大量有價值的信息和資料。本報告依據(jù)國家統(tǒng)計局、工商局、海關總署和行業(yè)協(xié)會提供的權威數(shù)據(jù)，結

7、合市場調查的第一手資料，以嚴謹?shù)膬热?、直觀的圖表和詳實的數(shù)據(jù)進行研究，幫助業(yè)內企業(yè)、投資公司及政府部門準確把握行業(yè)發(fā)展趨勢，洞悉行業(yè)競爭格局、規(guī)避經營和投資風險、制定正確競爭和投資戰(zhàn)略決策。1.3 發(fā)射機的主要技術與要求1.3.1 目標 熟悉小功率調頻發(fā)射機的結構，原理，掌握電路設計和系統(tǒng)Multisim仿真調試方法。1.3.2 已知條件 （1）輸出功率:高頻功放的輸出功率是指放大器的負載RL上得到的最大不失真功率。也就是集電極的輸出功率，即(1-1) （2）工作頻率：。 （3）總效率：，發(fā)射機發(fā)射的總功率 與其消耗的總功率之比，稱為發(fā)射機的總效率。 （4）最大頻偏:指在一定的調制電壓作用下所

8、能達到的最大頻率偏移值。 （5）負載電阻: （6）電源電壓:1.3.3 要求 設計系統(tǒng)電路并仿真調試，編寫設計計算說明書。1.3.4 實驗儀器與設備 EDA軟件1套，計算機1臺2 總體方案設計2.1設計方案比較方案一：純硬件實現(xiàn) 所謂的純硬件實現(xiàn)是只通過電路，不需要編程。其原理是通過高頻振蕩電路產生信號載波信號，為了減小功放級對振蕩級的影響，要插入緩沖隔離極，最后加一極寬帶功放和丙類功放。該方案電路稍復雜，可能精確度不高，誤差較大。但不需要編程，花的時間可能少些。方案二：硬軟件結合實現(xiàn)硬件和軟件結合是通過高頻振蕩電路，單片機編程實現(xiàn)。第一個模塊電路是一樣的，都是通過高頻振蕩電路，然后將產生的波

9、形脈沖送入單片機內，通過編程算出其CX值。然后將其值通過示波器顯示出來。這種方法，電路簡單，但需要編程。方案總結綜上所述，本課題決定選用硬件實現(xiàn)。熟悉小功率調頻發(fā)射機設計原理，了解高頻電路。其實高頻電路功能強大，很多單片機能實現(xiàn)的，通過高頻模擬電路也能實現(xiàn)，它優(yōu)點就是不需要編程，相對來說要簡單。由于時間倉促，所以選擇這個方案。2.2總設計框圖 擬定整機方框圖的一般原則是，在滿足技術指標要求的前提下，應力求電路簡單、性能穩(wěn)定可靠。單元電路級數(shù)盡可能少，以減少級間的相互感應、干擾和自激。 由于本題要求的發(fā)射功率Po不大，工作中心頻率f0也不高，因此晶體管的參量影響及電路的分布參數(shù)的影響不會很大，整

10、機電路可以設計得簡單些，設組成框圖如圖3所示，各組成部分的作用是： 圖1總設計框圖 (1)LC調頻振蕩器：產生頻率f0=10MHz的高頻振蕩信號，變容二極管線性調頻，最大頻偏，整個發(fā)射機的頻率穩(wěn)定度由該級決定。 (2)緩沖隔離級：將振蕩級與功放級隔離，以減小功放級對振蕩級的影響。因為功放級輸出信號較大，當其工作狀態(tài)發(fā)生變化時（如諧振阻抗變化），會影響振蕩器的頻率穩(wěn)定度，使波形產生失真或減小振蕩器的輸出電壓。整機設計時，為減小級間相互影響，通常在中間插入緩沖隔離級。緩沖隔離級電路常采用射極跟隨器電路。 (3)功率激勵級：為末級功放提供激勵功率。如果發(fā)射功率不大，且振蕩級的輸出能夠滿足末級功放的輸

11、入要求，功率激勵級可以省去。 (4)末級功放：將前級送來的信號進行功率放大，使負載（天線）上獲得滿足要求的發(fā)射功率。若整機效率要求不高如而對波形失真要求較小時，可以采用甲類功率放大器。但是本題要求，故選用丙類功率放大器較好。丙類功放為獲得最大不失真輸出功率，靜態(tài)工作點Q應選在交流負載線AB的中點。（如圖2所示）圖2（左）輸入電壓與集電極電流脈沖的波形關系（右）丙類功放負載特性3 電路組成方案3.1振蕩電路的選擇振蕩電路主要是產生頻率穩(wěn)定且中心頻率符合指標要求的正弦波信號，目前應用較為廣泛的是三點式振蕩電路和差分對管振蕩電路。三點式振蕩電路又可分為電感和電容三點式振蕩電路，由于是固定的中心頻率，

12、因而采用頻率穩(wěn)定度較高的克拉撥振蕩電路來作振蕩級。其電路原理圖如圖3所示?？死瓝苷袷庪娐放c電容三點式圖3 振蕩電路電路的差別，僅在回路中多加一個與C2、C3相串接的電容C6。圖中克拉撥振蕩電路的頻穩(wěn)度大體上比電容三點式電路高一個量級。 圖4為在Multisim中LC振蕩電路的仿真電路圖。圖4 LC振蕩電路 在上圖中積極偏置電阻加滑動變阻器的目的，是為了調節(jié)基級電阻的分壓比，方便調節(jié)靜態(tài)工作點。3.2振蕩電路參數(shù)計算晶體管Q2組成電容三點式振蕩器的改進型電路即克拉波電路，它被接成共基組態(tài)，C1為基極耦合電容，其靜態(tài)工作點由R1 、R2 、R3 、R4及R5決定，首先計算電路的靜態(tài)工作點。小功率振

13、蕩器的集電極靜態(tài)工作電流ICQ一般為(14)mA。ICQ偏大，振蕩幅度增加，但波形失真嚴重，頻率穩(wěn)定性降低。ICQ偏小對應放大倍數(shù)減小，起振困難。為了使電路工作穩(wěn)定，振蕩器的靜態(tài)工作點取,測得三極管的。（3-1）由上式可得R3+R4=3k，為了提高電路的穩(wěn)定性，R4的值可適當增大，取R4=1k，則R3=2k。（3-2） （3-3） （3-4） （3-5）為了提高電路的穩(wěn)定性，取流過電阻R2上的電流 （3-6） 固取標稱值R2=8.2k。 根據(jù)公式（3-7） 故R1=28.2K。 實際運用時R1取20k電阻與47k電位器串聯(lián)，以便調整靜態(tài)工作點。C1為基極旁路電容，可取C1=0.01uF。 L1

14、 、C2 、C3 、C4組成并聯(lián)諧振回路，其中C3兩端的電壓構成振蕩器的反饋電壓VBE ,以滿足相位平衡條件=2n。比值C2/C3=F決定反饋電壓的大小，當A VOF =1時，振蕩器滿足振蕩平衡條件為A VOF>1。為減小晶體管的極間電容對回路得影響C2 、C3 的取值要大。如果選C4 <<C2，C4 <<C3 ，則回路的諧振頻率主要由C4 決定，即：（3-8） 若f0 =10MHz，則取C4為50uF,L1 =5uH。C2 /C3 =F,F一般取1/8-1/2，取F=1/6，則C2 =500pF、C3 =3000pF。3.3調頻電路的設計 由于是調頻發(fā)射機，頻率

15、受到外加調制信號電壓調變，因此，回路中的電抗要能夠隨調制信號的改變而改變，用一可變電抗器件，它的電容量或電感量受調制信號控制，將它接入振蕩回路中，就能實現(xiàn)調頻。最簡便、最常用的方法是利用變容二極管的特性直接產生調頻波，因要求的頻偏不大，故采用變容二極管部分接入振蕩回路的直接調頻方式，調頻電路由變容二極管Cj 通過C1 部分接入振蕩回路，有利于主振頻率f0 的穩(wěn)定性，減小調制失真。其原理電路如圖5所示，它具有工作頻率高、固定損耗小和使用方便等優(yōu)點。變容二極管Cj 通過耦合電容C1 并接在LCN回路的兩端，形成振蕩回路總容的一部分。 圖5變容二極管調頻電路 圖6為在Multisim中LC振蕩電路及

16、變容二極管調頻電路的仿真電路圖，將調頻電路和LC振蕩電路級聯(lián)在一起，即在LC電路采用克拉撥電路的基礎上，形成了典型的西勒電路。 圖6 LC正弦波振蕩器與變容二極管調頻電路34調頻參數(shù)的計算調頻電路由變容二極管Cj和耦合電容C5組成，R6和R7為變容二極管提供靜態(tài)時的反向偏置電壓VQ，。R5為隔離電阻，為了減小調制信號Ui對VQ的影響，一般要求R5遠遠大于R6和R7。C6和高頻扼流圈L2對Ui相當于短路，C7為濾波電容。變容二極管Cj通過C5部分接入振蕩回路，有利于提高主振頻率的穩(wěn)定性，減小調制失真。變容二極管的接入系數(shù)，式中，Cj為變容二極管的結電容，它與外加電壓的關系為: Cj0 為變容二極

17、管為0時的節(jié)點容，UD為其PN結內建立的電位差，為變容指數(shù)。變容二極管參數(shù)選擇測變容二極管的特性曲線，設置合適的靜態(tài)工作點。選定變容二極管為FMMV2109，并取變容管靜態(tài)反向偏壓，由特性曲線可得變容管的靜態(tài)電容。因接入系數(shù)，一般取，為減小振蕩回路輸出的高頻電壓對變容晶體管的影響，p值應取小，但p值過小又會使頻偏達不到指標要求，可以先取p=0.2。則，取標稱值Cc=10pF。（VQ=-4V時Cj=75pF）（3-9） 計算調頻電路元件值變容管的靜態(tài)反偏壓由電阻與分壓決定，即：(3-10) 若取，則，則等于3.6V。 實際運用時R6 =20k,可用10k電阻與47k電位器串聯(lián)，以便調整靜態(tài)偏壓。

18、隔離電阻R5應遠大于R6、R7，取R5=150k。低頻調制信號Ui的耦合支路電容C6及電感ZL1應對Ui提供通路，一般的頻率為幾十赫至幾十千赫茲，故取，（固定電感）。高頻旁路電容C7應對調制信號Ui呈現(xiàn)高阻，取。計算調制信號的幅度為達到最大頻偏的要求，調制信號的幅度，可由下列關系式求出(3-11)因式中，靜態(tài)時諧振回路的總電容，即(3-12) 則回路總電容的變化量(3-13) (3-14)變容管的結電容的最大變化量 參考變容二極管2CC1C的特性曲線可得，當時，特性曲線的斜率，故調制信號的幅度(3-15) (3-16)則調制靈敏為 此時最大頻偏(3-17) fm=1/2f0C/CQ (3-18

19、) C=2fm CQ/f0=2.5pF(3-19)所以： fm=1/2f0C/CQ=1/2*10*2.5/59=20KHz滿足要求設計要求3.5緩沖隔離級電路的設計緩沖隔離級常采用射級跟隨器電路，如圖7所示。調節(jié)射極的電阻RP1可以改變射級跟隨器輸入阻抗。一般情況下，gmRL>>1,所以圖所示射極輸出器具有輸入阻抗高，輸出阻抗低，電壓放大倍數(shù)近似等于1的特點。 圖7緩沖隔離級電路 圖8為在Multisim中LC振蕩電路及變容二極管調頻電路和緩沖隔離級的仿真電路圖 圖8射級跟隨電路3.6緩沖隔離級電路參數(shù)計算(1) 已知條件：Vcc=+12V，負載電阻RL=51(寬帶放大器輸入電阻)

20、，輸出電壓振幅等于高頻寬帶放大器輸入電壓振幅，即Uom=1.0V，0=60。晶體管的靜態(tài)工作點應位于交流負載線的中點，一般取UCEQ=0.5Vcc，ICQ=(3-10)mA，對于圖所示電路，若取VCEQ=6V,IEQ=4 mA。根據(jù)已知條件選取ICQ=4mA,，VCEQ=0.5Vcc=6V，則(3-20)(2)R10、Rw2：取R10=1k，Rw2為1k的電位器。(3)R8、R9(3-21) VEQ=6.0V(3-22) VBQ=VEQ+0.7=6.7V(3-23) IBQ=ICQ/0=66.67uA(3-24) 取標稱值R9=10k。(3-25) 取標稱值R8=8.0k。(4)輸入電阻Ri(

21、3-26)（RL=51）若忽略晶體管基取體電阻的影響，有 (3-27)(5)輸入電壓Uim (6)耦合電容、C9 為了減小射極跟隨器對前一級電路的影響，C8的值不能過大，一般為數(shù)十 pF，這里取=33pF，C9=0.047uF。3.7末級功放電路選擇 圖9 型濾波網絡 為了獲得較大的功率增益和較高的集電極功率，設計中采用共發(fā)射極電路，同時使其工作在丙類狀態(tài)，組成丙類諧振功率放大器由設計電路圖知L3、C12和C13為匹配網絡，與外接負載共同組成并諧回路，為了實現(xiàn)功率輸出級在丙類工作，基極偏置電壓VB3應設置在功率管的截止區(qū)在輸出回路中，從結構簡單和調節(jié)方便考慮，設計采用型濾波網絡，如圖9。L3、

22、C12和C13構成型輸出，Q3管工作在丙類狀態(tài)，調節(jié)偏置電阻可以改變Q3管的導通角。導通角越小，效率越高,同時防止T3管產生高頻自激而引成回路用來實現(xiàn)阻抗匹配并進行濾波，即將天線阻抗變換為功放管所要求的負載值，并濾除不必要的高次諧波分量。 圖10在Multisim中末級功放電路加上前三級電路的仿真電路圖。這樣逐級加電路，避免了設計單元電路后，整體級聯(lián)時級聯(lián)的調試。 圖10末級功放電路加上前三級電路的總電路圖3.8末級功放電路參數(shù)計算 （1）在選擇功率管時要求(3-28) (3-29) (3-30) (3-31) 綜上可知，我們選擇2N2222A高頻功率管(3-32) ，由于： ,一般取Qe=8

23、10且(3-33)所以 解得：L3=5µH 計算得，C12200PF，C13300PF. 高頻功放的輸出功率是指放大器的負載RL得到的最大不失真功率。在圖10所示電路中，由于負載與丙類功放的諧振回路之間采用變壓器耦合方式，實現(xiàn)了阻抗匹配，則集電極回路的諧振阻抗R0上的功率等于負載RL上的功率，所以集電極的輸出功率視為高頻功放的輸出功率，即。在末級功放電路中加入型LC低通濾波器是做高頻電路的電源去耦濾波網絡。L2 、L3 可按經驗值取47uF，C10、C11、C13、C17 按經驗值取0.01uF。常將集電級的效率視為高頻功放的效率，用表示，當集電極回路諧振時，的值由下式計算：(3-3

24、4) (3-35)取=70，得此時的集電極的等效負載電阻 Rq=(Vcc-Vces)×（Vcc-Vces）/2P0=706集電極電流脈沖的最大值Icm及其直流分量Ic0分別為(3-36) Icm=Ic1m/1=95mA/0.44=341 mAU(3-37) Ic0=Icm×=341mA*0.25=85 mA(3-38)輸出功率 =4.34/51=85mW總效率(3-39) =175/(85*12)=83.4%發(fā)射機輸出最大功率 Po=85mW負載電阻 RL=514 Multisim仿真結果 4.1 LC振蕩電路仿真波形（1）用示波器觀察LC振蕩電路輸出端的輸出波形，如圖11

25、所示： 圖11 LC振蕩電路輸出端的輸出波形 由上圖可知，采用通道B，每一格為2V，則該級電路的輸出波形的幅度為3V.（2） 用頻率計觀察LC振蕩電路輸出端的輸出波形的頻率，如圖12所示：圖12 LC振蕩電路輸出端的輸出波形的頻率 由上圖可知，載波電路的輸出波形的頻率為10MHz.（3） 用示波器觀察調頻電路輸出端所產生的波形，如圖13所示：圖13調頻電路輸出端所產生的波形 由上圖可知，采用通道B，每一個為2V,則該級電路的輸出波形的幅度為2V.（4） 用示波器觀察射級跟隨電路輸出端所產生的波形，如圖14所示：圖14射級跟隨電路輸出端所產生的波形 由上圖可知，射級跟隨器級前兩級電路產生的波形的

26、幅度為3V（采用通道A，每格為1V）。（5）用示波器觀察總電路輸出端所產生的波形，如圖15所示： 圖15總電路圖中在RL 端產生的波形 在總電路圖中，用示波器觀察RL 兩端產生的波形時，起振的較慢，起振后有寄生振蕩現(xiàn)象，要等到電路運行一段時間再觀察波形，這種現(xiàn)象就會消失，該波形的幅度為15V。5實驗數(shù)據(jù)與誤差分析5.1實驗數(shù)據(jù)與設計要求比較 1、輸出功率=4.34/51=85mW 2、總效率=175/(85*12)=83.4% 3、工作頻率 4、最大頻偏=1/2*10*2.5/59=20K5.2誤差分析由仿真波形可看到，波形有失真且存在寄生調幅，但是本次所設計的電路基本達到了任務書的要求，所設

27、計電路的仿真水平，離設計指標所要求的還一段距離。出現(xiàn)這些原因主要有以下四點：(1) 設計電路時選擇元件不同會產生誤差；(2) 電路的參數(shù)設置會產生誤差；(3) 電路本身設計存在問題有待改進；(4) 電路中分布參數(shù)、級間的相互影響。結束語 本次小功率調頻發(fā)射機的設計，綜合運用到高頻電子線路這門課程近乎所有的知識點，其中包括：第1章無線電波段的劃分、第2章諧振回路、第3章丙類諧振功率放大器、第4章電容三點式振蕩器和第6章變容二極管的直接調頻電路等。這是一個比較綜合的課程設計，這個課程設計使我們將理論課上學到的知識與實際的電路設計工作結合起來，鞏固和加深了我們對高頻電子線路基本知識的理解，提高了綜合運用所學知識的能力。設計過程中我們通過翻看書籍和上網查資料以及向老師同學請教，增強了動手能力和根據(jù)自己所學需要查閱資料的能力，以及分析和解決問題的能力。 本設計的電路圖繪制及仿真都是在multism中進行的，multism軟件有強大的庫文件，通過其庫文件搭建電路圖