雙向交錯(cuò)并聯(lián)DCDC變流器設(shè)計(jì)與仿真

1、課題10：雙向交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變流器設(shè)計(jì)與仿真主要性能指標(biāo)要求：輸入線電壓10V-15V，交流輸出功率400W，輸出電壓48V，電壓控制穩(wěn)態(tài)精度為3%，輸出電壓紋波峰峰值為100mv。具體內(nèi)容：要求學(xué)生在深入學(xué)習(xí)和分析雙向交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變換器的組成和工作原理基礎(chǔ)上，完成主電路和驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路的硬件設(shè)計(jì)與元件選型，并在MATLAB SIMULINK平臺(tái)上，完成控制系統(tǒng)仿真。摘要 本設(shè)計(jì)是在雙線交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC電路結(jié)構(gòu)圖的基礎(chǔ)上進(jìn)行主電路和驅(qū)動(dòng)電路，保護(hù)電路的硬件設(shè)計(jì)，并通過(guò)對(duì)電路參數(shù)的計(jì)算進(jìn)行元件選型，并在simulink上完成控制系統(tǒng)的仿真?！娟P(guān)鍵詞】DC/DC變換器，驅(qū)動(dòng)電路PWM控制

2、，保護(hù)電路 第一章 原理分析1.1雙向交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變換器工作模式分析Boost工作模式 該模式下電路的等效電路圖如下圖所示：該電路的作用把低壓端儲(chǔ)存的能量通過(guò)Boost電路變換成電壓較高、穩(wěn)定的直流電源。此時(shí)S3和S4工作，Csuper（Vin）放電。 由于變換器在啟動(dòng)時(shí)功率較大，而超級(jí)電容的電壓又較低，故其放電電流較大，進(jìn)而兩路電感電流之和在變換器工作于Boost模式時(shí)一直處于連續(xù)工作狀態(tài)。而且，當(dāng)變換器工作在最大功率下時(shí)，每一路的電感電流也工作在連續(xù)狀態(tài)。為了簡(jiǎn)化分析，對(duì)變換器工作于最大功率時(shí)，作出如下假設(shè)：（1） 兩路開關(guān)導(dǎo)通占空比相等，即D3=D4=D，相位差相差180度；（2）

3、 兩路電感相等，即L1=L2=L;（3） 電路已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，各個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電流相等。 根據(jù)開關(guān)管S3、S4占空比D的情況，Boost模式又可以分為3種狀態(tài)：D<0.5，D=0.5和D>0.5。 當(dāng)D<0.5時(shí)，由于開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間較短，存在兩路的續(xù)流二極管同時(shí)導(dǎo)通的情況，該狀態(tài)下個(gè)階段電路的主要波形如圖2所示。 圖2 Boost模式D<0.5時(shí)電路主要工作波形 在階段一中，開關(guān)管S3開通，電感L1儲(chǔ)存能量；開關(guān)管S4關(guān)斷，D2續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 在階段二中，開關(guān)管S3關(guān)斷，D1續(xù)流，電感L1釋放能量；開關(guān)管S4關(guān)斷，D2續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有：

4、 階段三和階段四重復(fù)階段一和階段二的過(guò)程，根據(jù)圖2和伏秒前平衡原理，可以分別求得電感電流的紋波iL1、IL2和超級(jí)電容的紋波isc以及電壓增益Ay: 當(dāng)占空比D=0.5時(shí)，電路只有兩個(gè)階段， 開關(guān)管S3和S4輪流導(dǎo)通，該狀態(tài)下的電路階段過(guò)程和各階段的主要工作波形如圖3所示。 圖3 Boost模式D=0.5時(shí)電路的主要工作波形當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通占空比繼續(xù)增加至大于0.5之后，將會(huì)出現(xiàn)兩個(gè)開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通的情況。該狀態(tài)下一個(gè)開關(guān)周期的各階段電路的主要工作波形如圖4所示。 圖4 Boost模式D>0.5時(shí)電路的主要工作波形 在階段一中，兩個(gè)開關(guān)管S3和S4都開通，電感L1和L2儲(chǔ)存能量，此階段有： 在

5、階段二中，開關(guān)管S3繼續(xù)導(dǎo)通，電感L1繼續(xù)儲(chǔ)能；開關(guān)管S4關(guān)斷，D2續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 階段三和階段四重復(fù)階段一和階段二的過(guò)程，根據(jù)圖4和伏秒平衡原理分別可以求得電感電流的紋波iL1、Il2和超級(jí)電容的紋波isc以及電壓增益Ay: Buck工作模式 該模式下電路的等效電路圖如下圖所示：在該模式下電路將高壓斷多余的能量通過(guò)Buck電路回饋給Csuper。此時(shí)S1和S2工作，Csuper充電。 與Boost模式一樣，Buck模式下根據(jù)開關(guān)管S1、S2占空比D的情況不同可以分為三種狀態(tài)：D<0.5，D=0.5和D>0.5。 當(dāng)D<0.5時(shí)，由于開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間較短，

6、存在兩路的續(xù)流二極管同時(shí)導(dǎo)通的情況，該狀態(tài)下一個(gè)開關(guān)周期的電路各階段主要工作波形如圖5所示。 圖5 Buck模式D<0.5時(shí)電路主要工作波形 在階段一中，開關(guān)管S1開通，電感L1儲(chǔ)存能量；開關(guān)管S2關(guān)斷，D4續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 在階段二中，開關(guān)管S1關(guān)斷，D3續(xù)流，電感L1釋放能量；開關(guān)管S2關(guān)斷，D4續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 階段三和階段四重復(fù)階段一盒階段二的過(guò)程，根據(jù)圖5和伏秒前平衡原理，可以分別求得電感電流的紋波iL1、IL2和超級(jí)電容的紋波isc以及電壓增益Ay: 當(dāng)占空比D=0.5時(shí)，電路只有兩個(gè)階段， 開關(guān)管S1和S2輪流導(dǎo)通，該狀態(tài)下的電路階段過(guò)程

7、和各階段的主要工作波形如圖6所示。 圖6 Buck模式D=0.5時(shí)電路主要工作波形 當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通占空比繼續(xù)增加至大于0.5之后，將會(huì)出現(xiàn)兩個(gè)開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通的情況。該狀態(tài)下一個(gè)開關(guān)周期的各階段電路的主要工作波形如圖7所示。 圖7 Buck模式D>0.5時(shí)電路主要工作波形 在階段一中，兩個(gè)開關(guān)管S1和S2都開通，電感L1和L2儲(chǔ)存能量，此階段有： 在階段二中，開關(guān)管S1繼續(xù)導(dǎo)通，電感L1繼續(xù)儲(chǔ)能；開關(guān)管S2關(guān)斷，D4續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 階段三和階段四重復(fù)階段一和階段二的過(guò)程，根據(jù)圖7和伏秒平衡原理分別可以求得電感電流的紋波iL1、Il2和超級(jí)電容的紋波isc以及電壓增益Ay:

8、 第二章 參數(shù)設(shè)計(jì) 表1 雙向交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變換器參數(shù)要求輸入線電（V）輸出電壓（V）交流輸出功率（W）電壓控制穩(wěn)態(tài)精度輸出電壓紋波波峰值(mv)10-1548400 3% 100雙向交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變換器的主要元件包括儲(chǔ)能電感L1、L2，輸入側(cè)電容濾波Ci,輸出側(cè)電容濾波Co和功率開關(guān)管。在上文原理分析的基礎(chǔ)上，下面將給出變換器電路各元件的具體參數(shù)設(shè)計(jì)。2.1電感參數(shù)設(shè)計(jì) 最大的電感電流紋波(峰峰值)iL為其平均值的20%，分別計(jì)算Boost模式和Buck模式下電感值，Boost電路電感LBoost和Buck電路的電感LBuck分別為： 考慮到采用了交錯(cuò)并聯(lián)及術(shù)后，兩相交錯(cuò)并聯(lián)電路所需

9、的電感值所需的電感值Ldual與單個(gè)Boost或Buck所需電感值Lsingle存在如下的關(guān)系： 上式中D=1-D。 由此計(jì)算出Boost模式下Ldual=23.44Uh,Buck模式下Ldual=21.48uH，綜合以上考慮，裝置中采用電感L1=L2=25uH。2.2輸入輸出濾波電容設(shè)計(jì) 考慮輸入輸出側(cè)最大的電壓紋波V為3%，則輸入側(cè)應(yīng)滿足超級(jí)電容電壓波動(dòng)Vsc需求，因此可的輸入側(cè)的濾波電容 輸出側(cè)應(yīng)滿足蓄電池電壓波動(dòng)Vbat需求，因此可的輸出側(cè)的濾波電容 上式中R為變換器的等效負(fù)載。由此計(jì)算出輸入電容Ci=65Uf,輸出電容Co=100uF。由于一般電解電容的ESR較大，在功率較大時(shí)發(fā)熱較

10、為嚴(yán)重，影響了整個(gè)系統(tǒng)的安全性，故采用多個(gè)容值較小的CBB電容并聯(lián)作為輸出電容。實(shí)際上取輸入電容Ci=100Uf，輸出電容Co=120uF。2.3功率開關(guān)器件選擇 裝置選取MOSFET作為開關(guān)器件以減小裝置體積。又由變換器的原理分析可知流過(guò)功率開關(guān)器件的電流最大值和電感電流的最大值是相等的，因此最大的漏極電流： 考慮10%的裕量，取IDmax=24A。 功率開關(guān)器件所承受的最大電壓應(yīng)力就是輸出電壓的最大值即： 但考慮到MOS管關(guān)斷時(shí)由于電路引線電感的影響，通常存在較大的電壓過(guò)沖。因此實(shí)際裝置中取VDSmax=60V。第三章 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì) 由于所采用的MOS管輸入結(jié)電容，考慮其開通時(shí)間在50ns

11、以內(nèi)，故驅(qū)動(dòng)峰值電流6A.。選取型號(hào)為IXDD609的驅(qū)動(dòng)芯片來(lái)驅(qū)動(dòng)MOS管，該驅(qū)動(dòng)芯片的驅(qū)動(dòng)峰值電流為9A.，驅(qū)動(dòng)電壓的上升和下降時(shí)間均小于25ns。驅(qū)動(dòng)電路如圖13所示。雙向交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC變換器共有4個(gè)MOS管，其中Boost模式的MOS管S1，S2是共地的，而Buck模式的MOS管S3，S4是隔離的，因此驅(qū)動(dòng)電路的供電電源共需3路互相隔離的+5V和+15V。 圖13 驅(qū)動(dòng)電路圖第四章 電路仿真 在Boost工作模式下，輸入電壓為10-15V，給定輸出電壓為48V，是測(cè)出輸出電壓為48V，是測(cè)出輸出電壓在額定功率左右是誤差為10mV，效率達(dá)到92.4%，圖14a為系統(tǒng)在Boost工作模

12、式額定功率穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)相關(guān)參數(shù)的波形。圖14b為系統(tǒng)負(fù)載瞬時(shí)降低20%時(shí)的電壓波形?？梢?，輸出電壓在5ms內(nèi)穩(wěn)定在48V。為了保證系統(tǒng)可靠性，系統(tǒng)在啟動(dòng)時(shí)控制程序給定一個(gè)線性變化量，通過(guò)約30ms達(dá)到48V，圖14c為系統(tǒng)啟動(dòng)過(guò)程中相關(guān)參數(shù)的實(shí)驗(yàn)波形。在Buck工作模式下，高壓端輸入電壓為直流48V。圖14d為系統(tǒng)在Buck模式下，給定輸出電流13.5A時(shí)穩(wěn)態(tài)工作的波形。 圖14 實(shí)驗(yàn)仿真圖形第五章 控制系統(tǒng)建模與仿真5.1Boost模式下的控制系統(tǒng)建模與仿真 采用受控電流源、受控電壓源和理想變壓器等效，建立變換器在Boost模式下的信號(hào)交流等效電路，如圖8所示： 圖8 Boost模式下的小信號(hào)

13、交流等效電路為了簡(jiǎn)化計(jì)算，忽略電感參數(shù)的差異，假定L1=L2=L,IL1=IL2，d1(t)=d3(t)=d(t),Il1(t)=iL2(t)=iL(t)。同時(shí)，因?yàn)殡娐返姆€(wěn)態(tài)量D1=D3，設(shè)D1=D3=D. 根據(jù)小信號(hào)模型等效電路，可以求出Boost工作模式下占空比到電感電流的傳遞函Gid(s): Boost模式下，通過(guò)控制雙向DC/DC變換器的輸出電流來(lái)補(bǔ)償蓄電池額定放電電流的不足。其控制框圖如圖9所示： 圖9 Boost模式下的系統(tǒng)控制框圖輸出電流經(jīng)過(guò)低通濾波和功率守恒計(jì)算，得到輸入電流的給定值。通過(guò)分別控制兩路電感電流，一方面減小了兩路之間的電流誤差，同時(shí)也達(dá)到了間接控制輸出電流的目的。5.2 Buck模式下控制系統(tǒng)建模與仿真 采用受控電流源、受控電壓源和理想變壓器等效，建立變換器在Buck模式下的信號(hào)交流等效電路，如圖10所示： 圖10 Buck模式下的小信號(hào)交流等效電路 為了簡(jiǎn)化計(jì)算，忽略電感參數(shù)的差異，假定L1=L2=L,IL1=IL2，d2(t)=d4(t)= d(t)，Il1(t)=iL2(t)=iL(t)。同時(shí)，因?yàn)殡娐返姆€(wěn)態(tài)量D2=D4，設(shè)D2=D4=D. 根據(jù)小信號(hào)模型等效電路，可以求出Buck工作模式下占空比到電感電流的傳遞函數(shù)Gid(s): 占空比到