基于五電平逆變器APF的控制與調(diào)制

1、基于五電平逆變器APF的控制與調(diào)制 甘子松1，任洪強(qiáng)1，劉陽2（1、東南大學(xué)，江蘇 南京，210096；2、國網(wǎng)運(yùn)城供電公司變電檢修室，山西 運(yùn)城，044000）摘 要：三相半橋的APF用于提高三相三線制電力系統(tǒng)的電能質(zhì)量時(shí)，由于其輸出電平數(shù)受到限制，導(dǎo)致其補(bǔ)償效果不夠理想。為此，提出了一種基于二極管鉗位五電平逆變器的三相APF拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比較于普通三相半橋逆變器，其輸出電平數(shù)可以增至五電平，同時(shí)可以達(dá)到減小逆變器出口電感值的目的。另外，當(dāng)基于二極管鉗位五電平逆變器采用SVPWM 算法時(shí)，開關(guān)損耗降低，同時(shí)直流側(cè)電壓利用率得到提高。最后，在MATLAB/SIMULINK搭建二極管鉗位

2、五電平APF仿真平臺(tái)并驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明：基于二極管鉗位五電平逆變器的SVPWM調(diào)制策略應(yīng)用于三相三線系統(tǒng)中的電能質(zhì)量治理領(lǐng)域是可行的。關(guān)鍵詞： APF；二極管鉗位五電平逆變器；遞歸DFT；均壓策略；SVPWMControl and Modulation of Three Phase APF Based on Five Level InverterGan Zi-song1, Ren Hong-qiang1, Liu Yang2 （1、Southeast University，Nanjing 210096，China；2、State Grid Yuncheng Power Company sub

3、station maintenance room, Yuncheng, 044000）Abstract: When three-phase half-bridge APF is used for improving the power quality of three-phase three-wire power system, due to its limited number of output level, compensation result is not ideal. Based on the five-level npc inverter, this paper proposes

4、 a three-phase APF topology. Compared with ordinary three-phase half-bridge inverter, the number of the output levels of this topology can be increased to five, which can achieve the purpose of reducing values of the inverter outlet inductance at the same time. In addition, with SVPWM algorithm, the

5、 five-level npc inverters can reduce the switching losses, while the DC-side voltage utilization is improved. Finally, the effectiveness of five-level diode clamp APF is verified by building simulations in the MATLAB / SIMULINK. The Simulation results illustrate that five-level npc inverter with SVP

6、WM modulation strategy for power quality improvement in three-phase three-wire system control is feasible.Keywords： APF；Five-level NPC Inverter；Recursive DFT；Balance of Voltage；SVPWM0 引言隨著近幾年電力電子技術(shù)的發(fā)展，整流電路、變頻調(diào)速裝置等各種電力電子設(shè)備在低壓配電網(wǎng)中得到廣泛應(yīng)用。這些負(fù)荷雖然促進(jìn)了工業(yè)的發(fā)展，但是由于其非線性產(chǎn)生的諧波電流對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的污染，嚴(yán)重危害用戶其他用電設(shè)備的用電安全。有源濾波器

7、(Active Power Filter，APF )因?yàn)槠淞己玫膭?dòng)態(tài)性能和補(bǔ)償特點(diǎn)，被廣泛用于消除配電網(wǎng)中的諧波電流。如何有效地消除電網(wǎng)中的諧波電流，是諧波抑制用的關(guān)鍵問題。文獻(xiàn)1介紹了一種應(yīng)用于補(bǔ)償三相三線制系統(tǒng)的無功和諧波電流的三相半橋的拓?fù)洌⒎治隽嗽撏負(fù)鋽?shù)學(xué)模型、電路原理和調(diào)制策略等，但是由于兩電平逆變器輸出電壓電平數(shù)和直流側(cè)電壓的限制，致使其諧波補(bǔ)償效果并不理想。文獻(xiàn)2提出了一種并聯(lián)型的有源濾波器，該拓?fù)淇梢杂糜谘a(bǔ)償電網(wǎng)中的無功和諧波電流，并且采用了前饋?zhàn)涌刂?，因此可以顯著改善電流的輸出波形，但是其諧波不能實(shí)現(xiàn)分次補(bǔ)償。文獻(xiàn)3提出了一種基于H橋級(jí)聯(lián)的有源濾波器，其輸出電平數(shù)多，補(bǔ)償效

8、果理想，但是其成本較高。針對(duì)補(bǔ)償對(duì)象為諧波電流時(shí)，三相半橋逆變器的直流側(cè)電壓利用率低和H橋級(jí)聯(lián)逆變器成本高的缺點(diǎn)，為此本文提出了一種基于二極管鉗位五電平逆變器的三相APF的方案，采用預(yù)測(cè)電流和遍歷冗余開關(guān)矢量的均壓策略，使得電容電壓保持平衡，同時(shí)采用SVPWM調(diào)制策略。本文給出了在坐標(biāo)系二極管鉗位五電平逆變器SVPWM的諧波檢測(cè)策略和均壓策略，實(shí)現(xiàn)了基于遞歸的DFT算法的諧波檢測(cè)方法，可以對(duì)負(fù)載諧波電流進(jìn)行分次補(bǔ)償，并在SIMULINK仿真軟件中搭建了二極管鉗位五電平APF的仿真，驗(yàn)證了該算法的可行性。1 電路拓?fù)渑c工作原理1.1電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基于二極管鉗位五電平逆變器的三相APF主電路如圖1所

9、示。該主電路主要由電網(wǎng)、非線性負(fù)載和二極管鉗位五電平逆變器等組成，其中ea、eb、ec為三相系統(tǒng)的電壓，isa、isb、isc為系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流，Zs為系統(tǒng)阻抗，ila、ilb、ilc為負(fù)載電流，iha、ihb、ihb為逆變器輸出的補(bǔ)償電流。圖2為二極管鉗位五電平逆變器的拓?fù)?，圖中只含有一個(gè)橋臂，其中方框中的表示電路共有三部分，分別是A相、B相、C相，P、N、J1、J2、J3分別為三相的公共節(jié)點(diǎn)，P、N分別和直流母線的電容相連，P為直流母線的正極性端，N為直流母線的負(fù)極性端。電容C1、 C2、C3、C4串聯(lián)構(gòu)成直流側(cè)，流過其的電流分別是ic1、ic2、ic3、ic4，電容的電壓uc1、uc2、uc

10、3、uc4方向與圖2中流過電容電流方向?yàn)殛P(guān)聯(lián)參考方向。圖1 基于二極管鉗位五電平逆變器APF的主電路圖2二極管鉗位五電平逆變器拓?fù)?.2 電路工作原理從圖2可以看出，五電平逆變器的每一個(gè)橋臂含有8個(gè)全控型開關(guān)器件、8個(gè)與其反并聯(lián)二極管和6個(gè)鉗位二極管構(gòu)成，每個(gè)全控型開關(guān)器件平均承受的正向電壓為直流側(cè)四個(gè)電容電壓之和的1/4。下面以A相為例，介紹開關(guān)器件的狀態(tài)與輸出電平數(shù)的關(guān)系，總結(jié)如表1所示，其中1表示開關(guān)器件導(dǎo)通狀態(tài)，0表示開關(guān)器件關(guān)斷狀態(tài)。表1 A相橋臂開關(guān)器件的狀態(tài)與輸出的電平的關(guān)系VT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT811110000+Udc/201111000+Udc/40

11、0111100000011110-Udc/400001111-Udc/2從表1中可以看出，同一橋臂中上下橋臂相對(duì)應(yīng)的開關(guān)管工作狀態(tài)相反，例如VT1與VT5。三相調(diào)制波依次相差1200，逆變器輸出三相相電壓為五電平。通過ila、ilb、ilc計(jì)算出諧平波指令irefa1、irefb1、irefc1，通過電流調(diào)節(jié)器，產(chǎn)生相應(yīng)指令電壓urefa、urefb和urefc，根據(jù)指令電壓控制二極管鉗位五電平逆變器中相應(yīng)的開關(guān)器件，輸出相應(yīng)的補(bǔ)償電流iha、ihb和ihc便可對(duì)電網(wǎng)中的諧波進(jìn)行補(bǔ)償。2 控制策略2.1 諧波電流的檢測(cè)圖4所示的為遞歸離散傅立葉諧波檢測(cè)算法的原理圖，ilx為第x（x=a、b、c

12、）相的負(fù)載電流。已知第i前的N個(gè)點(diǎn)的DFT算法為45： （2） （3）以實(shí)部為例，第i-1前的N個(gè)點(diǎn)的DFT算法為： （4）將（2）式與（4）式相減可得式（5）. （5）同理可得： （6）(5)式、(6)式通過遞歸算法可分析出各次的諧波，再將上述結(jié)果作IDFT運(yùn)算最終可得諧波指令為irefa1、irefb1、irefc1。整個(gè)運(yùn)算過程如圖(4)所示。 （7）圖4 諧波電流的檢測(cè)2.2 二極管鉗位五電平穩(wěn)壓指令的計(jì)算五電平逆變器的電壓控制策略一般采用分層的控制方法。首先第一層，直流母線側(cè)的電壓穩(wěn)定，即四個(gè)電容電壓總和穩(wěn)定在給定值附近，在此基礎(chǔ)上的第二層控制，是對(duì)直流母線四個(gè)電容的電壓進(jìn)行均壓控制

13、。五電平逆變器工作在逆變期間，直流母線電壓要穩(wěn)定在給定電壓附近，這就需要在指令中加入有功指令穩(wěn)定電壓。五電平逆變器APF電路，穩(wěn)壓指令就是直流側(cè)的四個(gè)電容電壓電壓之和Udcasum與給定值U*dcasumref相減經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后，再乘以各相電壓的相位esa、esb、esc，最終產(chǎn)生穩(wěn)壓指令irefa2、irefb2、irefc2。穩(wěn)壓指令產(chǎn)生如圖5所示6。圖5 直流側(cè)總體穩(wěn)壓控制框圖2.3 二極管鉗位五電平逆變器電容間的均壓策略二極管鉗位五電平逆變器調(diào)制比與電壓穩(wěn)定和不穩(wěn)定區(qū)域的邊界滿足曲線，在補(bǔ)償無功與諧波時(shí)，理論上是在穩(wěn)定的界限范圍內(nèi)，但是在逆變器剛啟動(dòng)時(shí)，直流側(cè)需要吸收有功升高電容

14、電壓。這種情況可能造成電容電壓的不平衡，如果不對(duì)電容電壓進(jìn)行均壓控制，直流側(cè)電壓失衡將會(huì)導(dǎo)致逆變器輸出的電平數(shù)退化為三電平或兩電平，甚至逆變器不能工作，損壞開關(guān)器件與電容器。類比三電平逆變器通過正負(fù)矢量調(diào)節(jié)電容電壓平衡，對(duì)三相五電平變換器 共有 125 個(gè)開關(guān)狀態(tài)，與其對(duì)應(yīng)的空間矢量?jī)H有39 個(gè)，從而其他的冗余開關(guān)矢量為電容電壓均衡提供了可能性。通過能量最小判據(jù)得到控制直流測(cè)電壓回歸因數(shù)，遍歷所有開關(guān)矢量得到使電容電壓因數(shù)最大的開關(guān)矢量，作為電路輸出的開關(guān)矢量。直流側(cè)電容電壓變化，是因?yàn)榱鬟^其上的電流造成的，為了控制電容電壓，首先要分析流過電容電流與逆變器輸出電流的關(guān)系。將圖2二極管鉗位五電平

15、逆變器拓?fù)溥M(jìn)一步可簡(jiǎn)化為圖6。圖6 二極管鉗位五電平簡(jiǎn)化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為了進(jìn)一步推算出二極管鉗位五電平逆變器的均壓的數(shù)學(xué)關(guān)系模型，設(shè)單個(gè)器件的開關(guān)函數(shù)Sxj和橋臂狀態(tài)函數(shù)kx為： （8）x=a、b、c;j=1、2、3、4；同一相上的八個(gè)開關(guān)管，上下橋臂相對(duì)應(yīng)的四個(gè)管子開關(guān)狀態(tài)互為相反，因此通過只需要判斷上橋臂四個(gè)管子的狀態(tài)便可以得到下橋臂四個(gè)開關(guān)管的狀態(tài)，可得電流i1、i2、i3和i4與逆變器出口側(cè)電流式ih1、ih2、ih3、ih4和開關(guān)函數(shù)Sxj表達(dá)式如式（9）： （9）ic1，ic2，ic3，ic4為各電容電流的瞬時(shí)值，考慮直流側(cè)電壓為恒定的，故直流側(cè)總電壓的變化率為零. ，則可得：。可得式（

16、10）： （10）可解的式（11）： （11）因此可以計(jì)算ic1、ic2、ic3和ic4。此外易得i1、i2、i3、i4可有下式計(jì)算得到（12）。 （12）其中：最小能量判據(jù)原則：根據(jù)電路原理中電容能量的計(jì)算公式得電容總能量。一般情況下直流側(cè)電容相同，所以 C1=C2=C3=C4=C，直流側(cè)總能量，可得二極管鉗位五電直流側(cè)總能量Esum為式（13）。 （13）根據(jù)數(shù)學(xué)公式中不等式的定理可通過式（13）可得式（14）。 （14）若其能量達(dá)到最小，則uc1=uc2=uc3=uc4,最小能量。所以最小能量判據(jù)是保持直流側(cè)四個(gè)電容電壓平衡的基本原則,控制的結(jié)果應(yīng)該能在直流側(cè)電容電壓達(dá)最小能量的同電容電

17、壓實(shí)現(xiàn)平衡。對(duì)于五電平逆變器，每個(gè)電容電壓變化量為，其中， ，用J來表示這種變化趨勢(shì)，即： （15）欲使J有最小值，則，將解的ic1，ic2，ic3，ic4帶入，可得式（16）： （16）因?yàn)橹绷鱾?cè)母線電壓穩(wěn)定，可得各個(gè)電容電壓 變化量,所以式（16）簡(jiǎn)化得式（17）： （17）顯然越小，則電容電壓恢復(fù)越快，則只需要在冗余開關(guān)量中尋找最優(yōu)的開關(guān)矢量，將此時(shí)計(jì)算得到開關(guān)矢量帶入式（9）與式（17 ）使達(dá)到最小6。如果定義Q為電壓回歸因數(shù)，令 （18）式（17）取到最小值，則Q 達(dá)到最大值。在實(shí)際操作中，選取的開關(guān)矢量使Q 達(dá)到最大值，作為本次開關(guān)動(dòng)作的矢量，可實(shí)現(xiàn)電容電壓的均衡控制5。 2.4

18、二極管鉗位五電平SVPWM調(diào)制策略二極管鉗位五電平逆變器SVPWM調(diào)制策略可分為以下幾步：1、劃分六個(gè)大扇區(qū)，判斷電壓矢量所在的大扇區(qū)。2、判斷電壓矢量在每個(gè)大扇區(qū)中所處的小扇區(qū)，選取最近的三個(gè)電壓矢量。3、計(jì)算最近三個(gè)矢量作用的時(shí)間，按照能量最小原則選取最優(yōu)冗余開關(guān)矢量。4、分配各個(gè)矢量作用的時(shí)間。圖6為SVPWM控制圖。諧波指令irefx1與穩(wěn)壓指令irefx2相加構(gòu)成電流指令，再與逆變器出口側(cè)電流ihx相減經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后得到指令電壓urefa、urefb和urefc，指令電壓經(jīng)過變換，得到、，通過、計(jì)算出電壓矢量所在大扇區(qū)M和小扇區(qū)SM，通過逆變器出口測(cè)電流iha，ihb，ihc計(jì)算出

19、直流側(cè)電容電流ic1、ic2和ic3與電容電壓uc1、uc2、uc3、uc4結(jié)合式（11）與式（18）選取的使Q 達(dá)到最大值的開關(guān)矢量Sa、Sb、Sc，作為本次均壓最優(yōu)的開關(guān)矢量89。圖6 二極管鉗位五電平最優(yōu)矢量選擇圖7二極管鉗位五電平時(shí)間計(jì)算與脈沖產(chǎn)生，得到參考電壓矢量u、u與開關(guān)矢量Sa、Sb、Sc就可以通過伏秒平衡8得到各個(gè)矢量作用的時(shí)間，本文采用七段式調(diào)制9，把各個(gè)矢量作用的時(shí)間對(duì)稱的分配將開關(guān)器件，控制開關(guān)器件的導(dǎo)通與關(guān)斷，完成對(duì)主電路的控制 10。圖7 二極管鉗位五電平時(shí)間計(jì)算與脈沖產(chǎn)生3 仿真驗(yàn)證為了驗(yàn)證二極管鉗位五電平APF補(bǔ)償諧波電流的可行性，在MATLAB/SIMULIN

20、K仿真軟件中，搭建了如圖1所示的基于二極管鉗位五電平APF主電路。仿真參數(shù)：電網(wǎng)電壓380V，頻率f=50Hz，系統(tǒng)阻抗Zs=(0.01+j0.02)，濾波電抗器0.8mH，直流側(cè)電容C1=C2=C3=C4=6600，單個(gè)電容電壓為200V。非線性負(fù)載為三相不控整流橋，其直流側(cè)并聯(lián)的負(fù)載為5的電阻。 為了驗(yàn)證基于二極管鉗位五電平逆變器APF的補(bǔ)償無功與諧波電流的效果，在0.06s之前基于兩相級(jí)聯(lián)H橋的三相三線APF工作在穩(wěn)壓與均壓狀態(tài)，同時(shí)對(duì)系統(tǒng)中無功電流進(jìn)行補(bǔ)償。0.06s之后，二極管不控整流器投入電網(wǎng)運(yùn)行，經(jīng)過0.02s的DFT計(jì)算后，開始對(duì)前13次的諧波進(jìn)行補(bǔ)償，0.12s后對(duì)前49次諧

21、波進(jìn)行補(bǔ)償。圖8為AB相逆變器輸出電壓波形，從圖中可以看出在0.06s之前，逆變器補(bǔ)償400A的無功電流時(shí)，AB相輸出線電壓的電平數(shù)為9，線電壓波形近似正弦波，在0.06s0.12s，由于前13次諧波指令的加入，其輸出的電壓要產(chǎn)生相應(yīng)的諧波電壓，輸出電壓波形發(fā)生改變，AB相輸出的線電壓電平數(shù)為7。在0.14s0.18 s開始對(duì)前49次的諧波進(jìn)行補(bǔ)償，需要輸出更大的諧波電壓，以產(chǎn)生高次的諧波指令電流，AB相輸出的線電壓電平數(shù)為9。圖8逆變器輸出AB相線電壓波形圖9為網(wǎng)側(cè)三相電流波形，從圖9(a)中可以發(fā)現(xiàn)，在0.06s之前，逆變器補(bǔ)償?shù)?00A無功電流，諧波分量很小，電流波形接近于正弦波，計(jì)算出

22、電流畸變率為0.38%。圖9(b)所示在0.06s 0.08s時(shí)網(wǎng)側(cè)三相電流波形，分析負(fù)載電流畸變率為30%，0.08s 0.14s逆變器對(duì)前13次諧波進(jìn)行補(bǔ)償，電流畸變率降低至17.81%，0.14S0.2s逆變器對(duì)前49次諧波進(jìn)行補(bǔ)償，網(wǎng)側(cè)電流畸變率為11.08%，諧波電流含量顯著減小，波形接近于正弦波。圖9（a）0.06s之前三相電網(wǎng)側(cè)電流波形圖9（b） 0.06s之后三相電網(wǎng)側(cè)電流波形圖9 三相電網(wǎng)側(cè)電流波形圖10為逆變器A相輸出的電流波形，從圖中可以看出，0.08s 0.14s逆變器發(fā)出的前13次指令電流和在0.14s 0.2s逆變器發(fā)出的前49次指令電流明顯區(qū)別。圖10逆變器A相輸

23、出的電流波形圖11為直流側(cè)總電壓的波形，從圖中可以看出，直流側(cè)電壓總和穩(wěn)定在800V左右，在0.06s時(shí)由于突加諧波指令，導(dǎo)致直流側(cè)電壓波動(dòng)，經(jīng)過0.05s調(diào)整后，直流側(cè)電壓總和又趨于穩(wěn)定。圖11直流側(cè)總電壓的波形圖12為直流側(cè)各個(gè)電容電壓的波形，圖中顯示的四個(gè)電容電壓均穩(wěn)定在200V左右。在0.06s之前由于電流指令電流較大，導(dǎo)致直流側(cè)電容電壓波動(dòng)比較大，在180V 220V左右波動(dòng)，但是四個(gè)電容電壓始終保持均衡。0.06s之后，二極管鉗位五電平逆變器電流指令減小，電容電壓波動(dòng)減小，基本穩(wěn)定在200V。圖12直流側(cè)各個(gè)電容電壓的波形4 結(jié)論本文分搭建的二極管鉗位五電平APF仿真模型，可以有效的補(bǔ)償配電網(wǎng)中的諧波電流，直流側(cè)電容均壓策