高頻開關電源課程設計

1、通訊高頻開關電源 電氣0803班 尹旭前 言八十年代，國內高頻開關電源只在個人計算機、電視機等若干設備上得到應用。由于開關電源在重量、體積、用銅用鐵及能耗等方面都比線性電源和相控電源有顯著減少，而且對整機多相指標有良好影響，因此它的應用得到了推廣。多年來許多領域，例如電力系統(tǒng)、郵電通信、軍事裝備、交通設施、儀器儀表、工業(yè)設備、家用電器等都越來越多應用開關電源，取得了顯著效益。究其原因，是新的電子元器件、新電磁材料、新變換技術、新控制理論及新的軟件(簡稱五新)不斷地出現(xiàn)并應用到開關電源的緣故。五新使開關電源更上一層摟，達到了頻率高、效率高、功率密度高、功率因數(shù)高、可靠性高(簡稱五高)。有了五高，

2、開關電源就有更強的競爭實力，應用也更為擴大，反過來又遇到更多問題和更實際的要求。這些問題和要求可歸納為以下五個方面:(l)能否全面貫徹電磁兼容各項標準?(2)能否大規(guī)模穩(wěn)定生產或快捷單件特殊生產?(3)能否組建大容量電源?(4)電氣額定值能否更高(如功率因數(shù))或更低(如輸出電壓)?(5)能否使外形更加小型化、外形適應使用場所要求?這五個問題是開關電源能否在更廣泛領域應用的關鍵，是五個挑戰(zhàn) (簡稱五挑戰(zhàn)) 。把挑戰(zhàn)看成開關電源發(fā)展的動力和機遇，一向是電源科技工作者的態(tài)度。以功率因數(shù)為例，AC一DC開關電源或其他電子儀器輸入端產生功率因數(shù)下降問題，用什么辦法來解決?毫無疑問，利用開關電源本身的工作

3、原理來解決開關電源應用中產生的問題是最積極的態(tài)度。實踐中，用DC一DC開關電源和有源功率因數(shù)校正的開關電源，(成本比單機增加20%):成功解決了這個問題?，F(xiàn)在，又進一步發(fā)展成單級有功率因數(shù)校正的開關電源，(成本只增加5%);在三相升壓式單開關整流器中減少諧波方法，有人采用注入六次諧波調脈寬控制，抑制住輸入電流的五次諧波，解決了電流諧波畸變率小于100k的要求。這樣的事例，不斷從近年發(fā)表的科研論文中反映出來。開關電源干擾技術及防止電網(wǎng)污染技術以引起國內外專家注意。在21世紀，分布式電源系統(tǒng)的組成將強調“系統(tǒng)集成，、“電力電子封裝技術”等?，F(xiàn)在新的器件(能低壓工作、降壓很小)陸續(xù)進入市場，因而可得

4、到1V的低壓輸出和功率小到10mW的開關電源、功率密度達5-6W/cm3，為便攜裝置微型化提供了條件?，F(xiàn)在可以用軟開關一PWM技術、印刷電路、折疊繞組變壓器，可以采用非晶、納米晶合金軟磁材料的鐵芯，小功率開關電源整機效率可達到90%，大功率電源可達到95%左右。開關頻率以2OKHz為下限，幾十、幾百倍的提高。體積設備、重量越來越顯著下降。外形也可以作成輕、薄、短、小?？傊?，電源再不是大、粗、笨的設備，而是精致、靈巧可設計成兼有“智慧”的裝置了。本文研究了高頻開關電源的基本原理,根據(jù)設計要求,給出一種實用于通訊系統(tǒng)的高頻開關電源，以替代傳統(tǒng)的相控電源。在整流電路的后一級,采用有源PFC控制電路以

5、取代傳統(tǒng)的大電容濾波電路,使輸入電流呈正弦波,且與電壓同相位,極大的改善了功率因數(shù),也減少了開關電源對電網(wǎng)諧波污染。該系統(tǒng)以MOS管作為作為功率開關器件，構成移相全橋ZVS PWM直流變換器，采用脈寬調制PWM技術，PWM控制信號由集成控制器UC3875產生，從輸出實時采樣電壓反饋信號，以控制輸出電壓的變化，控制電路和主電路之間光電藕合器進行隔離，并設計了軟啟動和過流保護電路。理論分析該系統(tǒng)能安全、可靠運行，達到了設計要求。【關鍵詞】:高頻開關電源，移相全橋變換器，PWM，MOSFET，PFC，ZVS目錄前 言1第1章 整體方案的設計51.1通信高頻開關電源的設計要求51.2設計內容51.3總

6、體方案設計5第2章 輸入濾波電路7第3章 輸入整流電路7第4章 有源功率因數(shù)調節(jié)94.1功率因數(shù)校正概述94.2 PFC技術方案的選擇114.2.1無源功率因數(shù)校正124.2.2有源功率因數(shù)校正124.3有源功率因數(shù)校正134.4 UC3854芯片原理簡介164.5 UC3854構成的1200WPFC電路設計步驟與計算數(shù)值184.6 PFC電路開關管緩沖電路244.6.1緩沖電路的作用244.6.2緩沖電路的參數(shù)計算25第5章 直流變換器的設計275.1 變換器的硬開關方式和軟開關方式275.2 移相全橋ZVS PWM直流變換器285.3 滯后相有ZVS輔助電感的移相橋365.4 高頻變壓器的

7、選擇375.5 ZVS-PWM變換器功率開關器件的選擇415.6 諧振電感的設計計算425.7 核算輔助諧振網(wǎng)絡的各項系數(shù)425.8 直流變換器二極管的選取44第6章 高頻開關電源控制電路的硬件設計456.1相控制芯片UC3875的概述456.2外圍電路的設計466-2驅動電路的設計516-3保護電路的設計526.4直流變換器開關管緩沖電路54第7章 輸出整流濾波電路的設計557.1直流輸出濾波電感器的實用設計557.2輸出濾波電容的選擇567.3輸出整流二極管的選取57第8章 結論59參考文獻60第1章 整體方案的設計1.1通信高頻開關電源的設計要求輸出直流電壓U0=48V,輸出電流I0=2

8、5A,輸出紋波電壓峰值不超過0.24V,輸出電流2.5A時副邊電感電流仍能連續(xù),采用PWM控制方案,最大占空比Dmax=0.8。1.2設計內容1）總體方案設計2）高頻變壓器設計4）驅動電路的設計5）諧振電感的設計6）副邊濾波電感電容的設計與選擇圖1-1 總體方案設計圖1.3總體方案設計(1)EMI濾波器:消除來自電網(wǎng)的各種干擾,如電動機的啟動,電器開關的合閘與關斷,雷擊等產生的尖峰干擾。同時也防止開關電源產生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散而污染電網(wǎng)。(2)工頻整流濾波:將電網(wǎng)輸入交流電進行整流濾波,為變換器提供紋波較小的直流電壓。(3)功率因數(shù)校正電路:傳統(tǒng)的開關電源就像是交流電網(wǎng)的非線性負載,電源的輸

9、入端均使用橋式整流器和緊接大容量濾波電容器,它的峰值充電效用產生的高次諧波電流從輸電線輻射出去而污染電網(wǎng)。功率因數(shù)校正PFC的基本原理就是從電路上采取措施，使電源輸入電流實現(xiàn)正弦波，并與輸入電壓保持同相位。正弦化就是使其諧波為零，兩波形同相位，就實現(xiàn)了功率因數(shù)PF=1的目標。(4)全橋移相逆變電路: 它是開關電源的關鍵部分。它把直流電壓變換成高頻交流電，經(jīng)過高頻變壓器再變成所需要的隔離輸出交流電壓。(5)輸出整流濾波電路: 將變換器輸出的高頻交流電壓濾波得到需要的直流電壓。同時還防止高頻噪音對負載的干擾。電路原理與輸入濾波器相同第2章 輸入濾波電路開關電源產生的噪聲中，低頻段差模噪聲分量占主要

10、成分，因此電源輸入端口要加濾波器，且要使輸入濾波器對電磁干擾（EMI）信號有最佳的衰減性能。濾波器阻抗應與電源阻抗失配，失配越厲害實現(xiàn)的衰減越理想。也就是說，如果噪聲源內阻是低阻抗的，則與之對接的EMI濾波器的輸入阻抗應該是高阻抗（如電感量很大的串聯(lián)電感）；反之，EMI濾波器的輸入阻抗應該是低阻抗（如容量很大的并聯(lián)電容）。開關電源包含共模噪聲和差模噪聲，共模干擾時由于載流導體與大地之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位同向的；而差模干擾則是由于載流導體之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位反向的。本開關電源的輸入濾波電路的設計采用比較典型的電路,如下圖2-1:

11、圖2-1 輸入EMI濾波器結構它有C1C4和L1組成。其中L1表示繞在同一個鐵芯上的共模電感，兩者匝數(shù)相等，繞向相同；C1C4為濾波電容，L的兩個繞組形成的電感分別與C2、C3構成共模噪聲濾波器，濾去電源線上的共模噪聲。由于兩個電感的繞制工藝不可能保證兩個電感完全相等，所以兩者之間就形成了差模電感。差模電感與C1、C4構成差模濾波器，濾去差模噪聲。 第3章 輸入整流電路輸入整流電路采用的是目前應用最普及的單相橋式不可控整流電路,如下圖3-1所示: 圖3-1 輸入整流電路單相橋式不可控整流電路輸入整流橋參數(shù)的計算變換器的輸入電壓為50Hz,220V10V,即198242V,其峰值為280342,

12、故整流橋所承受的最大反向電壓為2UINMAX=342V。取50%的裕量得到342(1+50)=513 V。因電源的輸入功率隨效率變化，故應取電源效率最差時的值。在此，按開關電源的效率最差時取值，取刀面。=o9；輸出功率為1.2kW，最大輸入電流有效值為 IINMAX=PominUINmin=1200W0.9198V=6.7A,考慮裕量,取10A?？紤]到安全裕量，決定采用型號為DSB60的整流橋，其電壓、電流定額為600V/20A,滿足要求。第4章 有源功率因數(shù)調節(jié)4.1功率因數(shù)校正概述功率因素補償：在上世紀五十年代，已經(jīng)針對因具有感性負載的交流用電器具的電壓和電流不同相（圖4-1）而引起的供電

13、效率低下，提出了改進方法（由于感性負載的電流滯后所加電壓，電壓和電流的相位不同，使供電線路的負擔加重，導致供電線路效率下降，這就要求在感性用電器具上并聯(lián)一個電容器，用以調整該用電器具的電壓、電流相位特性。例如：當時要求所使用的40W日光燈必須并聯(lián)一個4.75F的電容器）。用電容器并聯(lián)在感性負載的兩端，利用電容上電流超前電壓的特性，用以補償電感上電流滯后電壓的特性，使總的特性接近于阻性，從而改善效率低下的方法叫做功率因素補償（交流電的功率因素可以用電源電壓與負載電流兩者相位角的余弦函數(shù)值cos表示）。圖4-1 在具有感性負載中供電線路中電壓和電流的波形從上世紀80年代起，用電器具大量采用效率高的

14、開關電源，由于開關電源都是在整流后，用一個大容量的濾波電容使該用電器具的負載特性呈現(xiàn)容性，這就造成了交流220V在對該用電器具供電時，由于濾波電容的充、放電作用，在其兩端的直流電壓上出現(xiàn)略呈鋸齒波的紋波。濾波電容上電壓的最小值遠非為零，與其最大值（紋波峰值）相差并不多；根據(jù)整流二極管的單向導電性，只有在AC線路電壓瞬時值高于濾波電容上的電壓時，整流二極管才會因正向偏置而導通，而當AC輸入電壓瞬時值低于濾波電容上的電壓時，整流二極管因反向偏置而截止。也就是說，在AC線路電壓的每個半周期內，只是在其峰值附近，二極管才會導通；雖然AC輸入電壓仍大體保持正弦波波形，但AC輸入電流卻呈高幅值的尖峰脈沖，

15、如圖4-2所示。這種嚴重失真的電流波形含有大量的諧波成份，引起線路功率因素嚴重下降。在正半個周期內（180），整流二極管的導通角大大小于180，甚至只有3070；由于要保證負載功率的要求，在極窄的導通角期間，會產生極大的導通電流，使供電電路中的供電電流呈脈沖狀態(tài)。它不僅降低了供電的效率，更為嚴重的是，它在供電線路容量不足或電路負載較大時，會產生嚴重的交流電壓波形畸變（圖4-3），并產生多次諧波，從而干擾了其它用電器具的正常工作（這就是電磁干擾EMI和電磁兼容EMC問題）。圖4-2 全波整流電壓和AC輸入電流波形自從用電器具從過去的感性負載（早期電視機、收音機等的電源均是采用電源變壓器的感性器件

16、）變成帶整流及濾波電容器的容性負載后，其功率因素補償?shù)暮x不僅是供電的電壓和電流不同相位的問題，更為嚴重的是要解決因供電電流呈強脈沖狀態(tài)而引起的電磁干擾（EMI）和電磁兼容（EMC）問題。這就是在上世紀末發(fā)展起來的一項新技術（其背景源于開關電源的迅速發(fā)展和廣泛應用），其主要目的是解決因容性負載導致電流波形嚴重畸變而產生的電磁干擾(EMl)和電磁兼容(EMC)問題，所以現(xiàn)代的PFC技術完全不同于過去的功率因素補償技術，它是針對非正弦電流波形畸變而采取的，迫使交流線路電流追蹤電壓波形瞬時變化軌跡，并使電流和電壓保持同相位，使系統(tǒng)呈純電阻性的技術（線路電流波形校正技術），這就是PFC（功率因素校正）

17、。所以現(xiàn)代的PFC技術既完成了電流波形的校正，也解決了電壓、電流的同相問題。圖4-3 正常供電電壓波形和接入容性負載后電壓波形畸變由于以上原因，要求用電功率大于85W以上（有的資料顯示大于75W）的容性負載用電器具，必須增加校正其負載特性的校正電路，使其負載特性接近于阻性（電壓和電流波形同相且波形相近），這就是現(xiàn)代的功率因素校正（PFC）電路。4.2 PFC技術方案的選擇開關電源內部電源輸入部分，無一例外的采用了二極管全波整流及濾波電路，如圖4-4 A所示，其電壓和電流波形如圖4-4B所示。 A B圖4-4 全橋整流濾波電路及電壓和電流波形圖為了抑制電流波形的畸變及提高功率因素，現(xiàn)代的功率較大

18、（大于85W）具有開關電源（容性負載）的用電器具，必須采用PFC措施，PFC分為有源PFC和無源PFC兩種方式。4.2.1無源功率因數(shù)校正不使用晶體管等有源器件組成的校正電路，一般由二極管、電阻、電容和電感等無源器件組成。在一般的整流電路中,在整流橋堆和濾波電容之間加一只電感（適當選取電感量），利用電感上電流不能突變的特性來平滑電容充電強脈沖的波動，改善供電線路電流波形的畸變，并且利用電感上電壓超前電流的特性也補償濾波電容電流超前電壓的特性，使功率因素、電磁兼容和電磁干擾得以改善，如圖4-5所示。圖4-5 無源PFC電路此種方式還不能稱為真正的無源PFC電路，只是一種簡單的補償措施，可以應用在

19、前期設計的無PFC功能的設備上，簡單的增加一個合適的電感（適當選取L和C的值），從而達到具有抑制電流瞬時突變的目的；但是這種簡單的、低成本的補救方法，輸出紋波較大，濾波電容兩端的直流電壓也較低，電流畸變的校正及功率因素補償?shù)哪芰Χ己懿?，只能是對于前期無PFC設備使之能進入市場的臨時措施。4.2.2有源功率因數(shù)校正有源PFC電路則有很好的效果，基本上可以完全消除電流波形的畸變，而且電壓和電流的相位可以控制保持一致，它基本上完全解決了功率因素、電磁兼容、電磁干擾的問題，但是電路非常的復雜。其基本思路是在220V整流橋堆后去掉濾波電容（以消除因電容充電造成的電流波形畸變及相位變化），由一個“斬波”電

20、路把脈動的直流變成高頻（約100KHz）交流經(jīng)過整流濾波后，其直流電壓再向常規(guī)的PWM開關穩(wěn)壓電源供電，其過程是ACDCACDC。有源PFC電路的基本原理是在開關電源的整流電路和濾波電容之間增加一個DCDC的斬波電路，如圖4-6所示（斬波電路等于附加一個開關電源）。對于供電線路來說，該整流電路輸出沒有直接接濾波電容，所以其對于供電線路來說呈現(xiàn)的是純阻性的負載，其電壓和電流波形同相、相位相同。斬波電路的工作也類似于一個開關電源，所以說有源PFC開關電源就是一個雙開關電源的開關電源電路，它是由斬波器（我們以后稱它為：“PFC開關電源”）和穩(wěn)壓開關電源（我們以后稱它為：“PWM開關電源”）組成的。圖

21、4-6 有源PFC電路綜合所述,通過比較，決定采用有源PFC技術。4.3有源功率因數(shù)校正 1 按有源功率因數(shù)校正電路結構分 （1）降壓式：因噪聲大，濾波困難，功率開關管上電壓應力大，控制驅動電平浮動，很少被采用。 （2）升/降壓式：需用二個功率開關管，有一個功率開關管的驅動控制信號浮動，電路復雜，較少采用。 （3）反激式：輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下功率的應用場合。 （4）升壓式（boost）：簡單電流型控制，PF值高，總諧波失真（THD）小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。適用于75W2000W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點

22、： 1電路中的電感L適用于電流型控制。 2由于升壓型APFC的預調整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、儲能大。 3在整個交流輸入電壓變化范圍內能保持很高的功率因數(shù)。 4輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關瞬間輸入電流小，易于EMI濾波。 5升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。UC3854是一種工作于平均電流的的升壓型（boost）APFC電路，它的峰值開關電流近似等于輸入電流，是目前使用最廣泛的APFC電路。 2按輸入電流的控制原理分 （1）平均電流型：工作頻率固定，輸入電流連續(xù)（CCM），波形圖如圖4-7（a）所示。TI的UC3854就工作在平均電流控制

23、方式。這種控制方式的優(yōu)點是： 1恒頻控制。 2工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關管電流有效值小、EMI濾波器體積小。 3能抑制開關噪聲。 4輸入電流波形失真小。主要缺點是： 1控制電路復雜。 2需用乘法器和除法器。 3需檢測電感電流。 4需電流控制環(huán)路。 （2）滯后電流型。工作頻率可變，電流達到滯后帶內發(fā)生功率開關通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流，波形圖如圖4-7（b）所示。 （3）峰值電流型。工作頻率變化，電流不連續(xù)（DCM），工作波形圖如圖4-7（c）所示。 DCM采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，但存在以下缺點： 功率因數(shù)和輸入電壓Vin與輸出電壓V

24、O的比值VinVo有關。即當Vin變化時，功率因數(shù)PF值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨VinVo的加大而THD變大。 開關管的峰值電流大（在相同容量情況下，DCM中通過開關器件的峰值電流為 CCM的兩倍），從而導致開關管損耗增加。所以在大功率APFC電路中，常采用CCM方式。 （4）電壓控制型。工作頻率固定，電流不連續(xù)，工作波形圖如圖4-7（d）所示。 圖4-7輸入電流波形圖4.4 UC3854芯片原理簡介下面以常見的美國TI公司生產的APFC用集成電路UC3854介紹其性能特點、工作原理與典型應用電路。 （1）UC3854引腳功能說明UC3854 引腳功能如表1所示。 表1 UC3854的

25、引腳（端）功能 引腳號 引腳符號 引腳功能(1)GND接地端，器件內部電壓均以此端電壓為基準(2) PKLMT峰值限定端，其閾值電壓為零伏與芯片外檢測電阻負端相連，可與芯片內接基準電壓的電阻相連，使峰值電流比較器反向端電位補償至零(3) CA out電流誤差放大器輸出端，對輸入總線電流進行檢測，并向脈沖寬度調制器發(fā)出電流校正信號的寬帶運放輸出(4)Isense電流檢測信號接至電流放大器反向輸入端，(4)引腳電壓應高于-0.5V（因采用二極管對地保護）(5)Mult out乘法放大器的輸出和電流誤差放大器的同相輸入端(6)IAC乘法器的前饋交流輸入端，與B端相連，(6)引腳的設定電壓為6V，通過

26、外接電阻與整 (7)VA out誤差電壓放大器的輸出電壓，這個信號又與乘法器A端相連，但若低于1V乘法器便無輸出(8)VRMS前饋總線有效值電壓端，與跟輸入線電壓有效值成正比的電阻相連時，可對線電壓的變化進行補償(9)VREF基準電壓輸出端，可對外圍電路提供10mA的驅動電流(10)ENA允許比較器輸入端，不用時與+5V電壓相連(11)V檢測電壓誤差放大器反相輸入端，在芯片外與反饋網(wǎng)絡相連，或通過分壓網(wǎng)絡與功率因數(shù)校正器輸出端相連(12)Rset(12)端信號與地接入不同的電阻，用來調節(jié)振蕩器的輸出和乘法器的最大輸出(13)SS軟啟動端，與誤差放大器同相端相連(14)CT接對地電容器CT，作為

27、振蕩器的定時電容(15)Vcc正電源閾值為10V16V(16)GTDRVPWM信號的圖騰輸出端，外接MOSFET管的柵極，該電壓被鉗位在15VUC3854的電路框圖和內部工作框圖如圖4-8、圖4-9所示。 4.5 UC3854構成的1200WPFC電路設計步驟與計算數(shù)值升壓型PFC功率因素校正器的控制電路,幾乎不隨變換器的功率大小而變。一個1200W的PFC和一個500W的PFC控制電路基本相同,不同之處僅在功率級,但是涉及步驟相同。升壓電感器電感器在線路中起到能量傳遞、儲存和濾波等作用,并決定了輸入端的高頻紋波電流總量,因此按照限制電流脈動最小的原則來確定電感值?？紤]最差的情況:輸出功率最大

28、,輸出電壓最低,此時輸入電流最大,紋波也最大。為保證在此情況下輸入電流的紋波仍然保證要求,電感的設計應該在輸入電壓最低點進行計算。本電路設計目標為U0=400V。最大峰值電流出現(xiàn)在最小電網(wǎng)電壓的峰值處: Ilinepk=2PVmin電感器中的峰-峰值紋波電流,通常選擇在最大峰值電網(wǎng)電流的20%左右。 I=20%Iline(pk)這有點任意性,因為這通常不是高頻紋波電流的最大值。在大紋波電流時將是變換器進入斷續(xù)導通型工作方式,對于多數(shù)整流的電網(wǎng)電流周期來說,也意味著輸入濾波器必須衰減更多的高頻紋波電流。具有平均電流型控制的UC3854,允許升壓級在連續(xù)或斷續(xù)工作模式之間移動,而其性能不便。電感值

29、根據(jù)低輸入電壓時半個正弦波頂部的峰點電流來選擇,或根據(jù)此處輸入電壓和開關頻率的占空因素選擇。需要給出兩個方程式如下: D=Vo-VinVo,L=VinDfsI電感器的計算(1)最大峰值電流 Ilinepk=2PVmin=1.411200W0.9198V=9.5A(2)紋波電流峰-峰值I=0.2Iline(pk)=0.29.5A=1.9A(3) 電感電流出現(xiàn)最大峰值時的占空比為 D=Vo-VinVo=(400-2198)400=0.30(4)計算升壓電感值為 L=VinDfsI=21980.3201031.9=2.2mH輸出電容器涉及輸出電容器的選擇因素有開關頻率紋波電流,2次諧波紋波電流、直流

30、輸出電壓、輸出紋波電壓和維持時間。流過輸出電容器的總電流,是開關頻率紋波電流的方均根值(有效值)和線路電流的2次諧波,通常選擇大電解電容器作為輸出電容,其等效串聯(lián)電阻隨頻率變化,在低頻時一般很大。通常電容器所能控制的電流總量還取決于溫升。溫升的確切值一般不必計算出,只要計算出由于高頻紋波電流和低頻紋波電流所引起的溫升之和就足夠了。電容數(shù)據(jù)表會提供必要的等效串聯(lián)電阻和溫升值。在選擇輸出電容上還要考慮輸出的維持時間。維持時間是在輸入電源被關閉以后,輸出電壓仍能保持在規(guī)定范圍內的時間長度,其典型值為15-50ms。在具有DC400V輸出的離線式電源中,其維持時間對電容值的要求一般每瓦輸出為12F。

31、C0=2P0tVo2-Vomin2本題中有C0=21200w30ms0.9(400v2-350v2)=2113uf,取2000uf即可。電流傳感檢測電阻(Rs)對電流檢測電阻上的電壓VRs要保持Rs上的峰值電壓,其典型值低于1V。(1)峰值電感器電流是峰值線路電流和半個峰-峰高頻紋波電流之和,有IPKmax=Ilinepk+I2=9.5+1.92=10.45A(2)計算檢測電阻值 Rs=VRsIPKmax=1.0V10.45A=0.1,實際應用中可取Rs=0.1。(3)計算實際的峰值的峰值檢測電壓VRSPK=IpkRs=10.45A0.11V。設置獨立的峰值電流限制 Uc3854的峰值電流限制

32、功能,是在它的瞬時電流超過最大值時將開關斷開,而在腳2低于地電平時被激活。電流限制值由基準電壓除以電流檢測電阻的分壓來設置。VRSov=IPKOVRs, IPKOV為設定的峰值電流過載保護電流 RPK2=VRSovRPK1VREF ,其中VREF為基準電壓7.5V。 RPK1, RPK2為分壓電阻。在本電路中可取IPKOV=11A,則有VRSov=11A0.1=1.1V。通常取RPK1=10k,故而有 RPK2=VRSovRPK1VREF=1.1V10k7.5V=1.46K,取1.5K。乘法器的設置 乘法器的工作由下面方程式給出Imo=KmIACVEA-1VFF2式中,Imo是乘法器的輸出電流

33、; Km=1;而IAC是乘法器的輸入電流; VFF是前饋電壓; VEA是電壓誤差放大器的輸出。(1)設置前饋電壓分壓器:改變Vin,從整流的輸入電壓的有效值到平均值。在VINmin時VFF處的電壓應該是1.414V,在VFFc處的輸入電壓(即另一個分壓結點),大約是7.5V。VIN的平均值由下式給定,此處VINmin是輸入交流電壓的有效值,VIN(AV)=VINmin0.9。下面的2個方程用于求VFF分壓器串聯(lián)的值,分壓器的輸入阻抗通常選用1M。2個方程必須一起求解以得到電阻值:VFF=1.414=VINAVRFF3RFF1+RFF2+RFF3,Vnode=7.5V=VIN(AV)RFF2+R

34、FF1RFF1+RFF2+RFF3取RFF1=1.1M, RFF2= 39K, RFF3=9.1K。(2)選擇RVAC,求出最大峰值電網(wǎng)電壓 VPK(max)=2VINmax，取VPK(max)=2VINmax=1.414242=342V除以600A,即除以最大乘法器輸入電流:RVAC=342600A=570K,取560 K。(3)選擇RB1:這是一個偏置電阻,作為VREF和RVAC的分壓器處理。然后求出RB1,方程變成:R B1=0.25RVAC,則RB1=0.25RVAC=140 K,取130 K。(4)選擇RSET:Imo不得大于兩倍的RSET中流過的電流,用VINmin求出乘法器輸入電

35、流IAC。然后計算RSET值(以上計算出的IAC為基礎):IACmin=VINPKRVAC=2198V560K=500ARSET=3.752IACmin=3.752500A=3.75K,實際取值3.6 K。實際中,可選用10K的可調電阻。(5)選擇Rmo: Rmo上的電壓必須等于低電網(wǎng)輸入線電壓峰值電流限制時Rs上的電壓:Rmo=VRSPK1.122IACmin=1V1.122500A=1.12K。取1.1K。振蕩器的頻率 按照給定的20KHZ開關頻率來設計CT。CT=1.25RSETfs=1.25(3.6K20KHZ)=20.8nF，取21nF,滿足要求。電流誤差放大器的補償(1)開關頻率點

36、的放大器增益:計算因電感電流下斜在檢測電阻上的電壓峰值,然后除以開關頻率,方程式為電壓峰值 VRS=VoR SLfs=400V0.10.0022H20000HZ=0.91V該電壓必須等于Vs的峰-峰幅值,即定時電容上的電壓為5.2V。誤差放大器的增益為:GCA=VSVRS=5.2V0.91V=5.7(2)反饋電阻器,設RCI等于Rmo: RCI=Rmo,RCZ=GCARCI=5.71.1K=6.2K(3)電流環(huán)穿越頻率:fCI=VoRsRCZVs2LRCI=400V0.16.2K5.2V20.0022H1.1K=31.4KHZ(4)選擇CCZ,選擇45相位范圍,在環(huán)路穿越頻率設零點CCZ=12

37、fCIRCZ=1231.4KHZ6.2K=817.5pF，取825pF，滿足要求。(5)選擇CCP,極點必須在fs2以上。Ccp=12fsRCZ=1220KHZ6.2K=1.28nF。取1.27nF,即可滿足要求。諧波失真的預算決定最大總諧波失真(THD)的水平,有必要分配THD源。占支配的交流電網(wǎng)諧波是3次的。輸出電壓紋波占3次諧波的0.5%,在誤差放大器輸出端有1%的2次諧波到輸入電流。前饋電壓VFF占3次諧波的1%,在VFF輸入UC3854有1%的2次諧波到輸入電流中,例如,選3%的3次諧波交流輸入電流做規(guī)范值。1.5%分配作VFF的輸入,0.75%分配到輸出紋波電壓、或1.5%到VVA

38、C。仍然留下0.75%分配到各種各樣的非線性器件。電壓誤差放大器的補償(1)輸出紋波電壓:輸出紋波電壓有下式給定,式中fR是2次諧波紋波的頻率:VOPK=PIN2fRCoVo=1200W2120HZ2000uf400V=1.98V式中,VOPK是輸入紋波電壓的峰值(峰-峰值是它的2倍);fR是紋波頻率,它是電網(wǎng)輸入頻率的2次諧波;Co是輸出電容;Vo是直流輸出電壓。（2）放大器的輸出紋波電壓和增益的設置：VOPK必須減小到電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓，這就要設置電壓誤差放大器在2次諧波頻率點上的增益，公式如下：GVA=VVAO%紋波VOPK對于UC3854, VVAO是5-1=4V,則有

39、GVA=4V0.0151.98V=0.030。(3)反饋網(wǎng)絡的數(shù)值：設置電壓誤差放大器的增益，取RVI為適當值，如選取RVI=511K。CVF=12frRVIGVA=12120HZ510K0.030=0.08F,如降為0.047F,相對容限更好些,但略有些失真。(4)設置直流輸出電壓RVD=RVIVREFVo-VREF=511K7.5V400V-7.5V=9.76K,取10K。（5）求極點頻率fVI2=PINVVAOVoRVICoCVF22fVI=1200W4V400V511K2000F47nF39.5=19.88HZ(6)求出RVF:RVF=12fVICVF=1219.88Hz47nF=17

40、0k,取16.9 k。前饋電壓分壓電容器 這些電容器確定了交流輸入電流上VFF分配的3次諧波失真，并確定了所需的衰減總量。整流后的電網(wǎng)電壓二次諧波含量是66.2%。THD是允許的總諧波失真百分率。GFF=%THD66.2%=1.566.2%=0.0227用2個等式連解極點，求出極點頻率，fR是2次諧波紋波頻率。fP=GFFfR=0.15120Hz=18Hz選擇CFF1和CFF2CFF1=12fPRFF2=1218Hz39K=0.2uF CFF1=12fPRFF3=1218Hz9.1K=0.97uF,可取976nF,滿足要求。4.6 PFC電路開關管緩沖電路4.6.1緩沖電路的作用RCD緩沖電路

41、并聯(lián)在MOS管的兩端。其作用包括抑制過電壓、減少開關損耗、限制電壓上升速率以及消除電磁干擾等幾個方面。(1)抑制過電壓MOS管關斷時,線路電感會產生和直流電壓同向的感應電壓Ldidt，當沒有緩沖電路時，由于didt很大，使MOS管的漏、源之間形成很高的過電壓。當過電壓大于MOS管所能承受的范圍時，會損壞器件。所以為了使MOS管可靠的工作，必須為線路中電感的儲能提供一條釋放回路，以大幅度降低關斷瞬間電感的電流變化率，避免因為過電壓而使MOS管受到損壞。(2)減少功率開關管損耗MOS管關斷時,MOS管的功率損耗取決于漏源之間的電壓和流過開關管的電流的瞬時值，兩者之間乘積的積分值越少越好。使用緩沖電

42、路可以改變MOS管關斷過程中的電壓和電流波形，從而減少MOS管的關斷損耗。從圖4-10可知，當沒有緩沖電路時，電壓Vds瞬時沖到最大值,而此時開關管的負載電流id也處于最大值,這種情況下的功率損耗最為嚴重。采用RCD緩沖電路后，Vds將緩慢上升,從而避免id和Vds同時出現(xiàn)這種最嚴重的情況,因此緩沖電路可以減少MOS的關斷損耗。 a 無緩沖電路 b有緩沖電路 圖 4-10 MOS管電壓、電流關斷波形 (3)限制電壓的上升率(4)消除電磁干擾在設備調試運行過程中,當無緩沖電路時,MOS管兩端的電壓會出現(xiàn)高頻振蕩,造成電磁干擾。采用緩沖電路可抑制Vds的高頻振蕩,起到消除和減少電磁干擾的作用。4.

43、6.2緩沖電路的參數(shù)計算緩沖電路中，緩沖電阻R越小，電容C越大，則緩沖作用越明顯，但同時要考慮到功率損耗的問題。MOS管關斷時，負載電流通過二極管VD向C分流，C儲存電能。MOS管開通時，緩沖電容C通過R向開關管放電，這一部分電能主要是以熱能形式消耗在R上。電阻R的功耗為PR=12CUDS2f式中,UDS為加在MOS管漏源極之間的最大電壓,本次電源設計中可取UDS=2UINMAX=342V;為了減少功率損耗,一般要求PR少于120W,即12CUDS2f120因此緩沖電容可取C240UDS2f=240342220103=1.0310-7F實際中,可以取緩沖電容為0.1uF。MOS管開通后，電容C

44、必須在再次關斷前放電完畢，從而確保電容在初始狀態(tài)時始終為零。為此，電容放電的時間參數(shù)受到了限制，一般我們可以假設在三倍的時間參數(shù)里面，電容放電完畢，則：估算MOS管的導通占空比，假設輸入電壓最大為242V，整流以后平均值約為217V，然后經(jīng)過升壓斬波電路，變?yōu)?00V，則最小的一個導通占空比約為400-217400=0.46。有公式 3RCDTT為開關周期，取120103=0.510-4，D為MOS管導通占空比，取0.4(留有裕量)。RTon3C=0.40.510-430.110-6=66.67計算電阻值,還必須考慮到放電電流的限制,一般我們取放電電流不得超過漏源之間放電電流的四分之一,這里取

45、IDS=6.7A,即Idis=UDSR0.25IDS所以RUDS0.25IDS=342V0.256.7A=204,顯然這個條件和R滿足的時間常數(shù)關系有矛盾。綜合比較，決定取R=66.5，此時的最大放電電流Idis=34266。5=5.1A，滿足條件。實際的電阻功率為 PR=12CUDS2f=116W。根據(jù)此電阻功率和電阻阻值來選擇RCD緩沖電路的電阻。 第5章 直流變換器的設計5.1 變換器的硬開關方式和軟開關方式整體方案設計中,通過對各種直流變換器的比較,選取了全橋型直流變換器作為本次開關電源設計中的DC/DC電路, 在傳統(tǒng)的DC/DC變換器中，開關器件多處于硬開關方式,這種方式會出現(xiàn)如下幾

46、點問題:(1)開關過程中電壓、電流均不為零，出現(xiàn)了重疊，有顯著的開關損耗。(2) 電壓和電流變化的速度很快，波形出現(xiàn)了明顯的過沖，從而產生了開關噪聲。(3) 開關損耗與開關頻率之間呈線性關系，因此當硬電路的工作頻率不太高時，開關損耗占總損耗的比例并不大，但隨著開關頻率的提高，開關損耗就越來越顯著。 a) b) a) b) 圖5-1 硬開關降壓型電路及波形 圖5-2 硬開關降壓型電路及波形a）電路圖 b）理想化波形 a) 關斷過程 b)開通過程 軟開關電路中增加了諧振電感Lr和諧振電容Cr，與濾波電感L、電容C相比，Lr和Cr的值小得多，同時開關S增加了反并聯(lián)二極管VDS，而硬開關電路中不需要這

47、個二極管。 降壓型零電壓開關準諧振電路中，在開關過程前后引入諧振，使開關開通前電壓先降到零，關斷前電流先降到零，消除了開關過程中電壓、電流的重疊，從而大大減小甚至消除開關損耗，同時，諧振過程限值了開關過程中電壓和電流的變化率，這使得開關噪聲也顯著減小。 圖5-3 降壓型零電壓開關準諧振電路及波形a）電路圖 b）理想化波形 圖5-4 軟開關過程中的電壓和電流a) 關斷過程 b)開通過程 通過比較,對于全橋(Full Bridge,FB)直流變換電路,采用軟開關技術。利用移相來實現(xiàn)脈寬調制，調節(jié)輸出電壓;并實現(xiàn)零電壓(ZVS)開通減少開關損耗。 5.2 移相全橋ZVS PWM直流變換器1.主電路直

48、流變換器變換和移相控制脈寬1)同一半橋的上、下開關管導通時間關系和死區(qū)時間 全橋分為左右兩個半橋,同一半橋的上、下兩功率開關管輪流導通。為使變壓器一次側可獲得最大的平均電壓，每管導通時間Ton應接近于(略小于)0.5T,T為開關周期,占空比略小于0.5。為實現(xiàn)ZVS和防止因上，下兩個開關管共態(tài)導通而造成輸入電壓Ui短圖5-5 移相ZVS-PWM全橋直流變換器路和燒管危險,應該有死區(qū)時間。2）全橋直流變換器的直流變換 對角線兩橋臂的功率開關管，只有都導通時才能將直流輸入電壓Ui加在變壓器一次側。V1，V4都導通時，Ui正向加在變壓器一次側a、b兩端。V2、V3都導通時,Ui反向加在變壓器一次側a

49、、b兩端。這樣反復，變壓器獲得了交流電壓。Cb為一次側隔直電容,防止脈寬不對稱時變壓器有直流磁化。二次交流電壓經(jīng)VD5，VD6整流，Lo、Co濾波后，輸出直流電壓Uo。3）移相控制實現(xiàn)脈寬調制（PWM） 每只開關管的導通時間（驅動脈寬）不變，橋的對角線上兩管導通時間的相位差可變，稱為移相。a)以圖5-5中無C1C4時硬開關電路的V1V4兩管為例子：如V1、V4兩管驅動電壓uGE.V1, uGE.V4波形見(圖5-6),相位差為零,使兩管同時導通又同時關斷,則變壓器一次電壓瞬時值uab的脈寬Tuab等于每管導通時間Ton;輸出電壓u0也有其最大脈寬,輸出電壓平均值Uo也相應最大。又如,兩開關管的

50、關斷有相位差,圖5-7中導前相(右半橋)開關管比滯后相(左半橋)開關管提前Tps截止, Tps為移相時間;則一次電壓的脈寬Tuab也因提前截止而變窄,則 圖5-6 移相時間為零 Tuab=Ton-TpsTon從而調節(jié)輸出直流電壓平均值Uo減少。 圖5-7 移相時間為Tpsb)零電壓開通電路的移相控制,與硬開關電路基本相同,只是電壓上升與下降的短時間范圍內電壓波形不同。2移相全橋零電壓PWM軟開關電路的工作原理圖5-8 ZVS全橋等效電路a)t3,t4 b)t4,t5 c)t5,t6d)t6,t7 e)t7,t8 f)t8,t91)并聯(lián)緩沖(Snubber)電容的關斷t1,t4,(見圖5-8a)

51、 功率開關管V3及V4的集,發(fā)(或漏、源)極之間并聯(lián)緩沖電容C3及C4(也稱為開關管的輸出電容),來限制關斷過程中的電壓上升率du/dt,是該管在電壓尚未升高時就關斷,以減少關斷損耗。 2)導前相(右半橋)死區(qū)期間ZVS轉換t4,t5(見圖5-8b) t4瞬時V4關斷,C4不再被短路,由變壓器一次電流ip來對C4充電、C3放電。由圖5-9波形所示,ip由負載分量id/n和勵磁分量(勵磁電感Lp中的電流瞬時值)iLp所組成。瞬時，id/n達最大值Idm/n。由于二次濾波電感L的平滑作用在此很短的t4t5期間ip可視為常數(shù)(電感LR在恒流下不起作用,可忽略)。C4、C3充、放電各有其回路：a)C4

52、充電回路:Ip/2從Ui的正端,流經(jīng)變壓器一次側對C4充電,電流回到Ui負端形成回路,使C4的電壓uc4從零電壓充至輸入電壓Ui。這期間主要有Ui起到供應能量的作用。b)C3放電回路:另一Ip/2從C3的正端,經(jīng)變壓器一次側回到C3的負端,為放電電流;使C3的電壓uc3的值從Ui放電到零,并反充,VD3導通,將電壓鉗位在約-0.7V,創(chuàng)造了V3零電壓開通條件。此回路的能量由C3的儲能來供應,在此期間,變壓器的一次電壓等于uc3。uc3的下降時間為 T34=t4-t3=2C3UiIPm.min IPm.min=Id.t4.minn+ILP.t4 =koIo.N+IL2n+ILP.t4式中, IP

53、m.min為能夠ZVS轉換的最小負載電流Io.min時，一次電流峰值；Id.t4.min為最小負載電流Io.min時，t4瞬時的整流輸出電流id之值; ILP.t4為變壓器一次勵磁電流在t4瞬時之值,可用0.2Io.Nn來估算; ko為能夠ZVS轉換的最小負載系數(shù),為負載電流與額定負載電流之比,Io.minIo.N;IL為輸出濾波電感中脈動電流峰-峰值,可用0.4Io.N來估算。3）電感儲能維持環(huán)流t5,t6期間(見圖5-8c) t5瞬時,在C3為”零電壓”下,驅動開關管V3導通,但是MOS管具有單向導電性,當前IP的方向不能通過V3的晶體管部分,只能通過VD3按圖5-24c回路形成環(huán)流。a)變壓器一次側電流逐步減少,在圖5-9中,t5t6期間ip的波形。因