基于uc3844的開關(guān)電源設(shè)計

1、要：介紹一種采用 UC3844集成芯片實(shí)現(xiàn)的多路輸出單端反激式IGBT驅(qū)動電源。根據(jù)設(shè)計要求給出了該電路的具體設(shè)計步驟及電路參數(shù)。實(shí)驗結(jié)果表明，該電源的可靠性高， 穩(wěn)定性好，輸出紋波小，能夠適應(yīng)電網(wǎng)電壓10%和負(fù)載20%的波動。近年來，隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，各個應(yīng)用領(lǐng)域?qū)﹄娫吹捏w積、重量、效率等方面提 出了越來越高的要求。單端反激式變換電路由于具有體積小、重量輕、效率高、線路簡潔、 可靠性高以及具有較強(qiáng)的自動均衡各路輸出負(fù)載的能力等優(yōu)點(diǎn)，非常適合用于設(shè)計大功率高頻開關(guān)電源的輔助電源或功率開關(guān)的驅(qū)動電源。開關(guān)電源的控制電路可以分為電壓控制型和電流控制型，前者是一個單閉環(huán)電壓控制系 統(tǒng)，在其控制

2、過程中，電源電路中的電感電流未參與控制，是獨(dú)立變量，開關(guān)變換器為二階 系統(tǒng)，而二階系統(tǒng)是一個有條件的穩(wěn)定系統(tǒng)；后者是一個電壓、電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電感電流不再是一個獨(dú)立變量，從而使開關(guān)變換器成為一個一階無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)，因而很容易不受約束地得到大的開環(huán)增益和完善的小信號、大信號特性。為此，應(yīng)用電流控制型芯片（峰值電流控制）UC3844設(shè)計了一種大功率高頻開關(guān)電源功率開關(guān)（例如IGBT）驅(qū)動電源，其主要技術(shù)指標(biāo)為：5路輸出（各路均為20V/0.5A）;輸出電壓紋波±0.5% ;工作頻率為40kHz; 輸入交流電壓范圍（1 ± 10%）220V。 1主電路設(shè)計 1.1主電路拓?fù)?/p>

3、圖1是所設(shè)計電源的原理圖，主電路采用單端反激式變換電路，220 V交流輸入電壓經(jīng)橋式整流、電容濾波變?yōu)橹绷骱螅?供給單端反激式變換電路，并通過電阻R1、C2為UC3844提供初始工作電壓。為提高電源的開關(guān)頻率，采用功率MOSFET作為功率開關(guān)管，在UC3844 的控制下，將能量傳遞到輸出側(cè)。為抑制電壓尖峰，在高頻變壓器原邊設(shè)置了RCD緩沖電路。9! 據(jù)動電濤質(zhì)衛(wèi)物率升昊困1.2 變壓器設(shè)計變壓器是開關(guān)電源的重要組成部分，它對電源的效率和工作可靠性，以及輸出電氣性能都起著非常重要的作用。在設(shè)計時要充分考慮轉(zhuǎn)換功率容量、工作頻率、主電路形式、輸入和輸出電壓等級和變化范圍、鐵芯材料和形狀、繞組繞制方

4、式、散熱條件、工作環(huán)境和成本等各方面的因素。而單端反激式變換電路中的變壓器既有電抗器的功能又有變壓器的工作特 性，因而它的設(shè)計方法有它的特殊性。如圖1所示，當(dāng)功率開關(guān)管受PWM脈沖激勵而導(dǎo)通時，直流輸入電壓施加到高頻變壓器的原邊繞組上，在變壓器次級繞組上感應(yīng)出的電壓使整流二極管反向偏置而阻斷，此時電源能量以磁能形式存儲在電感中；當(dāng)開關(guān)管截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向， 副邊繞組上的電壓極性顛倒，使輸出端的整流二極管導(dǎo)通，儲存在變壓器中的能量釋放給負(fù)載。根據(jù)技術(shù)指標(biāo)的要求，輸入功率約為 62.5W,則原邊峰值電流為：Ipk=2P o/(V in(max)Dmax)=0.69A式中：Po為輸出功

5、率，50W;Vin(max)為交流電壓的最大值(取240V)經(jīng)過整流后得到的直流電壓的數(shù)值，取 288V ； Dmax為最大占空比，取 0.5。變壓器的初級電感量為：Lp=V in(max) XDmax/(IpkXf)=4.02 mH(2)式中：Vin(max)為交流電壓的最小值(取185V)經(jīng)過整流后得到的直流電壓的數(shù)值，取222V;Dmax為最大占空比，取 0.5;f為工作頻率，40 kHz。利用AP法選擇最小尺寸的磁芯AeXAc=Lp XLpkX106/(j XKeXKcXABmax ) = 15.7 X103mm4(3)式中：Lp為前面計算的變壓器初級電感量；Ipk為原邊峰值電流；j為

6、電流密度(A/mm 2 ),這里取為3;Ke為鐵芯截面有效系數(shù)，選用鐵氧體鐵芯，Ke=0.98 ;Kc為鐵芯窗口的有效利用系數(shù)，取 0.3;Bmax為磁通密度的最大變化量，取 0.2據(jù)此可選 EI33 型磁芯，其 Ae=9.7 X12.7=123.19mm 2,Ac=7.3 X19.2=140.16mm 2(其Ae x Ac=17.3 x 103mm 4)導(dǎo)線截面積為Sx=Iin(max)/j=0.28/3=0.09 mm 2(4)可選擇直徑為0.41 mm的漆包線。初級匝數(shù)為：Np= Vs xton/( ABacXAe)=123(5)式中：Vs為原邊所加的直流電壓的平均值，取 264V;to

7、n為最大占空比下的開通時間，為1.2X12.5X10-%。次級匝數(shù)為Ns=Np XU2/U1=24.6，取 25。式中：U2/U1為變壓器原副邊的電壓比，根據(jù)經(jīng)驗數(shù)值以及所選開關(guān)管的耐壓值(500 V),設(shè)定原副邊的電壓比為 5: 1)。1.3 變壓器原邊緩沖電路設(shè)計每當(dāng)開關(guān)管由導(dǎo)通變?yōu)榻刂箷r，在變壓器的一次繞組上就會產(chǎn)生尖峰電壓和感應(yīng)電壓。 其中的尖峰電壓是由于高頻變壓器存在漏感而形成的，它與直流高壓和感應(yīng)電壓 疊加后很容易損壞開關(guān)管。為此，加入RCD緩沖電路，對尖峰電壓進(jìn)行箝位或吸收。緩沖電容要滿足當(dāng)開關(guān)管集電極電流達(dá)到0時，其集電極電壓不能超過Vceo的70% ,即 C=1/2 x|pt

8、f/0.7Vceo =8nF ,取 10nF/400V(6)式中：Ip是原邊電流(0.28A);tf是集電極電流下降時間(20us);Vceo是所用晶體管的 Vceo額定值(500V)。按在Tr最小導(dǎo)通時間里電容能充分放電來選擇緩沖器放電電阻(R)。最小導(dǎo)通時間在最大輸人電壓Vsmax、最小負(fù)載電流lomin時發(fā)生。為使C在ton時能完全充分放電，電阻不能過大。因此，按 RC時間常數(shù)等于 0.5 toff(min)(toff(min)取2.5us)來計算R值，即 R=0.5toff(min)/C X102=12.5 kQ,取 15 kQ(7)電阻上消耗的功率為：P=1/5CV c2f=2.79

9、W(8)式中：Vc為整流后的直流電壓 264V; f為工作頻率 40 kHz。為保證此電源能長時間工作，電阻的額定功率應(yīng)留有一定余量，故選用5w的功率電阻。2控制電路設(shè)計2.1 UC3844外圍電路設(shè)計UC3844內(nèi)部主要由5.0V基準(zhǔn)電壓源、振蕩器(用來精確地控制占空比調(diào)節(jié)卜降壓器、 電流測定比較器、PWM鎖存器、高增益 E/A誤差放大器和適用于驅(qū)動功率MOSFET的大電流推挽輸出電路等構(gòu)成。UC3844的典型外圍電路如圖 2所示，圖中腳7是其電源端，芯片工作的開啟電壓為 16V, 欠壓鎖定電壓為10V,上限為34V,這里設(shè)定20V給 它供電，用穩(wěn)壓二極管穩(wěn)壓，同時并聯(lián)電解電容濾波，其值為

10、10uF。開始時由原邊主電路 向其供電，電路正常工作以后由副邊供電。原邊主電路向其供電時需加限流電阻，考慮發(fā)熱及散熱條件，其值取為 62k Q/5W ,為了防止輸出電壓不穩(wěn)定時較高的電壓直接灌人穩(wěn)壓二 極管，導(dǎo)致其過壓燒壞，在輸出端給UC3844供電的線路與穩(wěn)壓管相連接處串入一只二極管。圖23R44的魔型外圍電路腳4接振蕩電路，產(chǎn)生所需頻率的鋸齒波，工作頻率為=1.8/CTRT,振蕩電阻RT和電容CT的值分別為100kQ、200pF。腳8是其內(nèi)部基準(zhǔn)電壓(5V),給光耦副邊的三極管提供偏壓。 腳2及腳1為內(nèi)部電壓比較器的反相輸入端和輸出端，它們之間接一個15 kQ的電阻構(gòu)成比例調(diào)節(jié)器，這里采用

11、比例調(diào)節(jié)而不用PI調(diào)節(jié)的目的是為了保證反饋回路的響應(yīng)速度。腳6是輸出端，經(jīng)一個限流電阻 (22 Q/0.25 w)限流后驅(qū)動功率 MOSFET(IRF840),為保護(hù)功率 MOSFET,在腳6并聯(lián)一支15V的穩(wěn)壓二極管。2.2 電流反饋電路設(shè)計UC3844采用的是峰值電流控制模式，腳3是電流比較器同相輸入端，接電流取樣信號輸入，即電流內(nèi)環(huán)，由 R3, Rf以及腳3組成。如圖2所示，從腳3引入的電流反饋信號與 腳1的電壓誤差信號比較，產(chǎn)生一個 PWM（脈寬調(diào)制）波，由于電流比較器輸入端設(shè)置了 1V 的電流閾值，當(dāng)電流過大而使電阻 R3上的電壓超過1 V（即腳3電平大于1V）時,將關(guān)斷PWM 脈沖

12、，反之，則保持此脈沖。由于電阻R3檢測出的是峰值電流，因此它可以精確地限制最大輸出電流，被檢測的峰 值電流為imax=1/R3。這里上端采樣電阻 Rf取為1k，下端電流檢測電阻 R3,取為0.550。 濾波電容取為470pF/1.2V的電解電容。2.3 電壓反饋電路設(shè)計采用三端可控基準(zhǔn)源 TL431反饋誤差電壓，并將誤差電壓放大， 驅(qū)動線T光耦 PC817的 原邊發(fā)光二極管，而處在電源高壓端的光耦副邊三極管得到反饋電壓，輸入到UC3844的內(nèi)部誤差放大器（腳1和腳2）,進(jìn)而調(diào)整開關(guān)管的開通、關(guān)斷時間。TL431的參考端（REF和陽極（ANODE）間是穩(wěn)定的2.5V基準(zhǔn)電壓，它將取樣電阻上的電壓

13、 穩(wěn)在2.5V。當(dāng)輸出電壓增大，經(jīng)R10, R11分壓后得到的取樣電壓 （即R-A間的電壓）大于2.5V 時，流過TL431的電流增大，其陰極電壓下降，光耦原邊二極管發(fā)光，傳遞到副邊三極管， 進(jìn)而使得開關(guān)管的導(dǎo)通時間減少，從而降低輸出電壓?；谏鲜龇治?，TL431下端采樣電阻為 R=2.5V/1mA=2.5 k Q。實(shí)際的檢測電流為 I=2.5V/2.7k Q=0.96mA。 TL431分壓網(wǎng)絡(luò)上端的電阻值為R=（20-2.5）/0.96 X 10-3=18.22 k Q （取 18 k Q）另外，為降低誤差放大器的高頻增益，TL431的R-C間接入一個22 nF的CBB電容。同時在LED原邊

14、二極管兩側(cè)并聯(lián)一個1 kQ的電阻，它的作用是保證LED導(dǎo)通時電流從零開始增加。3實(shí)驗分析實(shí)驗電路主要參數(shù)為：5路輸出，總的輸出功率50 w,每路20 V/0.5 A,開關(guān)頻率40 kHz, 變壓器原副邊變比 5:1,變壓器原邊電感量 3.76 mH ,主開關(guān)管為IRF840。分別在輕載150 Q 和滿載100 情況下考核了此電路，下面分別就這兩種情況給出說明。圖3為開關(guān)管的驅(qū)動波形，從圖 2中可以看出，上升沿和下降沿比較陡峭，驅(qū)動電平適 中，符合要求，有良好的驅(qū)動能力；輕載時占空比非常小，滿載時稍大，但均遠(yuǎn)小于50% ,保證了電路工作在完全能量轉(zhuǎn)換方式。3 開關(guān)管的驊動湎形圖4為開關(guān)管的漏源電

15、壓波形，從圖3中可以看出，電壓尖峰很小，但有一定的過沖，保證了響應(yīng)速度，說明緩沖電路的設(shè)計是合理的； 電流斷續(xù)，當(dāng)變壓器原邊電壓在理論上降 為零時，實(shí)際情況是發(fā)生振蕩， 其原因是變壓器釋放完了所有能量， 開關(guān)管的漏源電壓從較 高的值下降到等于輸入電壓的值的電平上， 這一轉(zhuǎn)變激發(fā)了諧振回路， 它由雜散電容和原邊 電感構(gòu)成，從而產(chǎn)生了一個衰減的振蕩波形， 并持續(xù)到開關(guān)管再次導(dǎo)通為止。另一方面，從圖4中還可明顯地看出，電路不論輕載還是滿載均工作在完全能量轉(zhuǎn)換方式，而且輕載時的斷續(xù)時間較滿載時的斷續(xù)時間長，符合反激式變換器的工作原理。£/)0 is/div“10 u,s/iv鼓栽(b)淌栽圖4 升關(guān)管的漏瓊電壓沌得圖5為輸出電壓紋波波形，從圖中可以看出，滿載時輸出電壓的紋波除了少數(shù)的毛刺，其主要部分小于0.1V,與輸出電壓(20V)相比，不到其0.5% ,說明此電路的輸出紋波很小, 達(dá)到了設(shè)計指標(biāo)的要求；而輕載時毛刺也很少，工作情況很理想。Vyx alj/20jLs/dl¥AsA- 5(b)滿載用5 篇出電上映波波電4結(jié)語實(shí)