風(fēng)力發(fā)電雙饋異步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制變頻器綜述

1、風(fēng)力發(fā)電雙饋異步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制變頻器綜述禹華軍上海輸配電股份有限公司技術(shù)中心1變速恒頻風(fēng)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)風(fēng)力發(fā)電機(jī)組通常由風(fēng)力機(jī)、傳動(dòng)系統(tǒng)、發(fā)電機(jī)、偏航系統(tǒng)、變槳距系統(tǒng)和控制系統(tǒng)等部分組成。風(fēng)力機(jī)的作用是將風(fēng)能轉(zhuǎn)換為機(jī)械能，通過(guò)傳動(dòng)系統(tǒng)，由齒輪箱增速，將機(jī)械能傳遞給發(fā)電機(jī)。發(fā)電機(jī)采用繞線式異步發(fā)電機(jī)，通過(guò)交流勵(lì)磁控制，實(shí)現(xiàn)機(jī)械能向電能的轉(zhuǎn)換，同時(shí)能實(shí)現(xiàn)風(fēng)力機(jī)系統(tǒng)的變速恒頻控制。機(jī)艙與塔架之間安裝有偏航系統(tǒng)，使機(jī)艙對(duì)準(zhǔn)來(lái)風(fēng)的方向。變槳距系統(tǒng)通常在風(fēng)速超過(guò)額定值時(shí)，對(duì)風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速和輸出功率進(jìn)行控制，保證系統(tǒng)機(jī)械和電氣安全?？刂葡到y(tǒng)是風(fēng)力發(fā)電機(jī)組的“大腦”，由它自動(dòng)完成機(jī)組的所有工作過(guò)程，并提供人機(jī)接口和遠(yuǎn)

2、程監(jiān)控的接口。對(duì)恒速風(fēng)機(jī)來(lái)說(shuō)，當(dāng)風(fēng)速躍升時(shí)巨大的風(fēng)能將通過(guò)風(fēng)力機(jī)傳遞給主軸、齒輪箱和發(fā)電機(jī)等部件，在這些部件上產(chǎn)生很大的機(jī)械應(yīng)力。如果上述過(guò)程頻繁出現(xiàn)，會(huì)引起這些部件的疲勞損壞，因此設(shè)計(jì)時(shí)不得不加大安全系數(shù)，從而導(dǎo)致機(jī)組重量加大，制造成本增加。而當(dāng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)采取變速運(yùn)行時(shí)，由風(fēng)速躍升所產(chǎn)生的巨大風(fēng)能，其中部分被加速旋轉(zhuǎn)的風(fēng)輪所吸收，并以動(dòng)能的形式存儲(chǔ)于高速運(yùn)轉(zhuǎn)的風(fēng)輪中，從而避免主軸以及傳動(dòng)機(jī)構(gòu)承受過(guò)大扭矩和機(jī)械應(yīng)力。當(dāng)風(fēng)速下降后，在相關(guān)電力電子裝置調(diào)控下，將高速風(fēng)輪所存儲(chǔ)的動(dòng)能釋放出來(lái)并轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔芩腿腚娋W(wǎng)，通過(guò)風(fēng)輪的加速、減速對(duì)風(fēng)能的階躍性變化起到緩沖作用，使風(fēng)力機(jī)組內(nèi)部能量傳輸部件應(yīng)力變化平

3、穩(wěn)，防止破壞性機(jī)械應(yīng)力產(chǎn)生，從而使風(fēng)力機(jī)組運(yùn)行更加平穩(wěn)和安全。常用的變速恒頻控制方法有：鼠籠型異步發(fā)電機(jī)變速恒頻（包括定子側(cè)串變頻器），繞線型異步發(fā)電機(jī)變速恒頻（改變轉(zhuǎn)子外接電阻），同步發(fā)電機(jī)變速恒頻（電磁式與永磁式），雙 圖1 風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖饋感應(yīng)異步發(fā)電機(jī)（Doubly-Fed Induction Generator-DFIG）變速恒頻（包括無(wú)刷型），磁場(chǎng)調(diào)制型變速恒頻，開(kāi)關(guān)磁阻發(fā)電機(jī)變速恒頻等。新型的商業(yè)化MW 級(jí)變速恒頻風(fēng)電機(jī)組的發(fā)電機(jī)大多采用雙饋感應(yīng)電機(jī)，通過(guò)調(diào)節(jié)勵(lì)磁電流，不僅可以調(diào)節(jié)發(fā)電機(jī)的無(wú)功功率，也可以調(diào)節(jié)發(fā)電機(jī)的有功功率。額定風(fēng)速以下，風(fēng)力機(jī)按優(yōu)化槳距角定槳運(yùn)行，由發(fā)

4、電機(jī)控制系統(tǒng)來(lái)控制轉(zhuǎn)速，調(diào)節(jié)風(fēng)力機(jī)葉尖速比，實(shí)現(xiàn)最佳功率曲線的追蹤和最大風(fēng)能的捕獲；在額定轉(zhuǎn)速以上風(fēng)力機(jī)變槳距運(yùn)行，由風(fēng)力機(jī)控制系統(tǒng)通過(guò)調(diào)節(jié)漿距角來(lái)改變風(fēng)能系數(shù)，從而控制風(fēng)電機(jī)組的轉(zhuǎn)速和功率，防止風(fēng)電機(jī)組超出轉(zhuǎn)速極限運(yùn)行而引起事故。因此, 額定風(fēng)速以下運(yùn)行是變速恒頻發(fā)電運(yùn)行的主要工作方式，變速恒頻的目標(biāo)是追蹤與捕獲最大風(fēng)能。通過(guò)控制發(fā)電機(jī)輸出有功功率，來(lái)控制其電磁阻轉(zhuǎn)矩，從而實(shí)現(xiàn)機(jī)械速度調(diào)節(jié)。變速恒頻雙饋發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示1。2 雙饋異步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制變頻器的功能在研究雙饋異步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制變頻器之前，首先需要了解風(fēng)力機(jī)三種典型的運(yùn)行狀態(tài)，其過(guò)程用 圖2表示2。圖中，r P 為風(fēng)力機(jī)

5、輸出功率，r V 為風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速，p C 為風(fēng)能轉(zhuǎn)換效率，C U 為風(fēng)力機(jī)切入風(fēng)速，B U 為允許轉(zhuǎn)子最大轉(zhuǎn)速時(shí)的風(fēng)速，R U 為額定風(fēng)速，F(xiàn) U 為風(fēng)力機(jī)切出風(fēng)速。1 低風(fēng)速段實(shí)行變速運(yùn)行，可保持一個(gè)恒定的Cp 值(盡可能大， 最好達(dá)到Betz 極限值 ，根據(jù)風(fēng)速變化控制風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速， 使葉尖速比不變，直到轉(zhuǎn)速達(dá)到極限。這一過(guò)程通常稱為最大風(fēng)能跟蹤運(yùn)行區(qū)域，既可以由風(fēng)力機(jī)調(diào)速實(shí)現(xiàn)，也可以由發(fā)電機(jī)調(diào)速實(shí)現(xiàn)。 2 風(fēng)速進(jìn)一步加大時(shí)，風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到極限，為保證風(fēng)力機(jī)旋轉(zhuǎn)部分機(jī)械安全，此時(shí)風(fēng)力機(jī)旋轉(zhuǎn)速度不再增加，按恒定轉(zhuǎn)速控制風(fēng)力機(jī)運(yùn)行，直到輸出最大功率，此時(shí)的風(fēng)力機(jī)功率系數(shù)C p 不一定是最大值。3

6、超過(guò)額定風(fēng)速時(shí)， 輸出功率達(dá)到極限，按恒功率輸出調(diào)節(jié)風(fēng)力機(jī)。21 變速恒頻控制功能一般來(lái)說(shuō)，當(dāng)風(fēng)力機(jī)運(yùn)行在額定風(fēng)速以下時(shí)，由雙饋異步發(fā)電機(jī)對(duì)風(fēng)力機(jī)進(jìn)行調(diào)速，同時(shí)實(shí)現(xiàn)最大風(fēng)能跟蹤。而在額定風(fēng)速以上時(shí)，由變槳距系統(tǒng)對(duì)風(fēng)力機(jī)進(jìn)行調(diào)速。事實(shí)上，在商用風(fēng)電系統(tǒng)中，變槳距調(diào)速和發(fā)電機(jī)調(diào)速常常相互配合，變槳距調(diào)速相當(dāng)于粗調(diào)，發(fā)電機(jī)調(diào)速相當(dāng)于微調(diào)。由于變槳距調(diào)節(jié)響應(yīng)較慢，在發(fā)電機(jī)額定功率和變頻器容量允許的前提下，遇到風(fēng)速變化較快的情況時(shí)，由發(fā)電機(jī)來(lái)進(jìn)行速度調(diào)節(jié)。由于發(fā)電機(jī)定子側(cè)與電網(wǎng)相連，其電壓頻率需與電網(wǎng)一致，通常電網(wǎng)電壓頻率變化較小，可視為恒定。因此雙饋異步發(fā)電機(jī)不僅要實(shí)現(xiàn)變速運(yùn)行，同時(shí)要保證定子側(cè)頻率不

7、因轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速變化而變化。通過(guò)轉(zhuǎn)子側(cè)變頻器勵(lì)磁控制，可以實(shí)現(xiàn)這一變速恒頻功能。圖2 風(fēng)力機(jī)典型運(yùn)行過(guò)程曲線22 最大風(fēng)能跟蹤功能風(fēng)力機(jī)組最大風(fēng)能跟蹤的原理是，通過(guò)雙饋異步發(fā)電機(jī)對(duì)風(fēng)力機(jī)進(jìn)行調(diào)速，使得風(fēng)力機(jī)運(yùn)行在功率風(fēng)速曲線的峰值點(diǎn)。在同一風(fēng)速下，不同的風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速對(duì)應(yīng)不同的功率輸出，其中存在一個(gè)最優(yōu)轉(zhuǎn)速使得風(fēng)力機(jī)輸出功率最大。不同的風(fēng)速對(duì)應(yīng)不同的功率風(fēng)速曲線，每條曲線都有各自的最大功率點(diǎn)，最大風(fēng)能跟蹤的目的就是使得風(fēng)力機(jī)在不同風(fēng)速情況下都能輸出最大的功率。也就是找到一條最優(yōu)功率曲線，使得風(fēng)力機(jī)在任何風(fēng)速下輸出功率均為最大值。對(duì)于風(fēng)力機(jī)而言，其最優(yōu)功率曲線實(shí)際上已確定，因此在控制中可以采用設(shè)定最優(yōu)功率

8、曲線的方式實(shí)現(xiàn)最大風(fēng)能跟蹤。將功率風(fēng)速曲線制成數(shù)據(jù)表格存儲(chǔ)在控制器內(nèi)，運(yùn)行中根據(jù)檢測(cè)到的風(fēng)速值查表，對(duì)應(yīng)的功率值作為發(fā)電機(jī)變頻器轉(zhuǎn)子側(cè)變換器控制的有功功率給定值。但是由于風(fēng)力機(jī)各點(diǎn)風(fēng)速并不一致，因此這種方法可能并不能得到真正的最大功率輸出。通過(guò)簡(jiǎn)化風(fēng)力機(jī)數(shù)學(xué)模型，可以得到風(fēng)力機(jī)最優(yōu)功率曲線的數(shù)學(xué)表達(dá)式，從而通過(guò)計(jì)算的方式進(jìn)行最大風(fēng)能跟蹤。此外，通過(guò)對(duì)輸出功率和風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速非線性關(guān)系的實(shí)時(shí)判斷，同樣可以找到其最大功率點(diǎn)。以上方法無(wú)一例外的都是通過(guò)發(fā)電機(jī)變頻器勵(lì)磁控制來(lái)實(shí)現(xiàn)。23雙向潮流控制功能在風(fēng)電系統(tǒng)中，發(fā)電機(jī)同步轉(zhuǎn)速一定，而實(shí)際運(yùn)行時(shí)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速隨風(fēng)速變化。當(dāng)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速低于同步速時(shí)，變頻器需要轉(zhuǎn)子提

9、供超前的勵(lì)磁電流，能量由電網(wǎng)通過(guò)變頻器提供給轉(zhuǎn)子。當(dāng)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速高于同步速時(shí)，變頻器需向轉(zhuǎn)子提供滯后的勵(lì)磁電流，也就是轉(zhuǎn)子側(cè)能量向變頻器方向流動(dòng)，并回饋給電網(wǎng)。由此，變頻器必須具有能量雙向流動(dòng)功能，這就是雙饋發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制采用雙PWM 變換器的原因。24 功率因數(shù)調(diào)節(jié)功能考慮到風(fēng)電系統(tǒng)的功率擾動(dòng)以及電網(wǎng)本身的供電質(zhì)量問(wèn)題，我們希望風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)發(fā)電機(jī)輸出有功功率可調(diào)節(jié)，同時(shí)還能改變輸出功率因數(shù)。通過(guò)轉(zhuǎn)子側(cè)變頻器勵(lì)磁控制，可以實(shí)現(xiàn)風(fēng)力發(fā)電機(jī)組在穩(wěn)定狀態(tài)下的總有功功率和轉(zhuǎn)差率不隨功率因數(shù)設(shè)定值的變化而變化。其總有功功率由機(jī)組的風(fēng)機(jī)功率特性與風(fēng)況決定，同時(shí)，發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)差率由風(fēng)力機(jī)組的總有功功率和轉(zhuǎn)速控制特

10、性決定，與發(fā)電機(jī)輸出無(wú)功功率無(wú)關(guān)。3 雙饋異步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制變頻器工作原理31 變速恒頻控制原理根據(jù)同步轉(zhuǎn)速下定轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)相對(duì)靜止時(shí)的頻率關(guān)系式（1），當(dāng)風(fēng)速變化引起發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速變化，也即轉(zhuǎn)子機(jī)械頻率m f 變化時(shí)，需控制轉(zhuǎn)子電流的勵(lì)磁電流頻率2f ，以保持定子輸出頻率1f 恒定。21f pf f m = （1）式中p 為發(fā)電機(jī)極對(duì)數(shù)。對(duì)應(yīng)發(fā)電機(jī)有三種運(yùn)行狀態(tài)，取n 為發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速，1n （p f n /*6011=）為氣隙同步旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的轉(zhuǎn)速：1）當(dāng)n 1n 時(shí)，發(fā)電機(jī)處于亞同步速運(yùn)行，此時(shí)變頻器向發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子提供正相序勵(lì)磁，式（1）取正號(hào)；2）當(dāng)n 1n 時(shí)，發(fā)電機(jī)處于超同步速運(yùn)行，此時(shí)變頻器向

11、發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子提供負(fù)相序勵(lì)磁，式（1）取負(fù)號(hào)；3）當(dāng)n 1n 時(shí)，發(fā)電機(jī)處于同步速運(yùn)行，02=f ，變頻器向轉(zhuǎn)子提供直流勵(lì)磁。 以上即是DFIG 勵(lì)磁控制變頻器變速恒頻控制的工作原理。32 最大風(fēng)能跟蹤控制根據(jù)風(fēng)力機(jī)最優(yōu)功率曲線，風(fēng)力機(jī)最大輸出功率可用下式表示3（2） 式中，。其中，m 為風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速，R 為風(fēng)輪半徑，max p C 為最大風(fēng)能轉(zhuǎn)換效率，opt 為最佳葉尖速比。對(duì)于一臺(tái)確定的風(fēng)力機(jī)，在風(fēng)速和槳距角一定時(shí)，總存在一個(gè)最佳葉尖速比opt 對(duì)應(yīng)著一個(gè)最大的風(fēng)能轉(zhuǎn)換系數(shù)max p C 。因此，在任何風(fēng)速下，只要調(diào)節(jié)風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)速，使其葉尖速比（opt =）保持不變，就可以維持風(fēng)力機(jī)在max p

12、C 下運(yùn)行，這就是風(fēng)力機(jī)最大風(fēng)能捕獲的運(yùn)行原理。33 雙向潮流控制原理DFIG 變頻器結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。根據(jù)發(fā)電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)不同，變頻器能量流向也不同。1）發(fā)電機(jī)亞同步狀態(tài)運(yùn)行時(shí)，轉(zhuǎn)差率s 0（11n n n s -=），變頻器向轉(zhuǎn)子繞組輸入電功率（即滑差功率）。此時(shí)，圖3中轉(zhuǎn)子側(cè)PWM 變換器處于逆變狀態(tài)，電網(wǎng)側(cè)PWM 變換器處于整流狀態(tài)。2）發(fā)電機(jī)超同步狀態(tài)運(yùn)行時(shí)，轉(zhuǎn)差率s 0，轉(zhuǎn)子繞組向變頻器輸入電功率（即滑差功率）。此時(shí)，圖3中轉(zhuǎn)子側(cè)PWM 變換器處于整流狀態(tài)，電網(wǎng)側(cè)PWM 變換器處于逆變狀態(tài)。3）發(fā)電機(jī)同步狀態(tài)運(yùn)行時(shí)，轉(zhuǎn)差率s = 0，變頻器向轉(zhuǎn)子提供直流電流。 34 功率因數(shù)調(diào)節(jié)

13、原理通過(guò)轉(zhuǎn)子電流的解耦控制，調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子電流的轉(zhuǎn)矩分量，即可控制發(fā)電機(jī)輸出的有功功率；調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子電流的勵(lì)磁分量，即可控制發(fā)電機(jī)輸出的無(wú)功功率。目前大多數(shù)文獻(xiàn)所述的勵(lì)磁控制模型都是從基于同步坐標(biāo)軸系下的數(shù)學(xué)模型推導(dǎo)出來(lái)的。當(dāng)定子取發(fā)電機(jī)慣例, 轉(zhuǎn)子取電動(dòng)機(jī)慣例時(shí)，其dq 同步坐標(biāo)軸系的數(shù)學(xué)模型如式（3）所示4。+-+-=rq rd sq sd rq rd sq sd i i i i p L R L Mp M L pL R M Mp Mp M p L R L M Mp L p L R u u u u 22222222221111111111 （3） (rq sd rd sq em i i i i M T

14、 -= （4）該數(shù)學(xué)模型簡(jiǎn)單, 可以方便地推導(dǎo)出各種勵(lì)磁控制模型, 從而導(dǎo)出DFIG 的有功功率、無(wú)功功率獨(dú)立穩(wěn)態(tài)解耦控制算法。4 雙饋異步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制變頻器控制策略41 矢量控制在基于同步電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速的矢量控制策略中，由于轉(zhuǎn)子接變頻器的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，目前應(yīng)用在DFIG 的勵(lì)磁控制中主要有兩大類，即基于氣隙磁場(chǎng)定向的矢量控制策略和基于定子磁場(chǎng)定向的矢量控制策略5。411 基于氣隙磁場(chǎng)定向的矢量控制策略將同步軸線d 軸與氣隙磁場(chǎng)向量重合，忽略定子漏阻抗和轉(zhuǎn)子漏感，并近似認(rèn)為氣隙磁鏈不變，得到解耦的有功和無(wú)功分量如下：圖3 電壓源型雙PWM 變換器-=-=M u i u Q i u P m sq

15、rd sq rq sq /11 （5）+-=222/ (/R u u i R u i m sq rq rq rd rd （6） 該勵(lì)磁控制模型在推導(dǎo)中忽略定子漏阻抗和轉(zhuǎn)子漏感，同時(shí)近似地認(rèn)為氣隙磁鏈為常數(shù)，使得模型精度下降，定子端電壓矢量和矢量參考軸之間有較大的相位差，同時(shí)有功和無(wú)功分量的計(jì)算變得相當(dāng)復(fù)雜，影響系統(tǒng)的實(shí)時(shí)性處理。因此目前較多采用定子磁場(chǎng)定向的矢量控制方法。412 基于定子磁場(chǎng)定向的矢量控制策略將同步軸線d 軸與定子磁場(chǎng)向量重合，推導(dǎo)出解耦有功和無(wú)功分量方程。-=-=1111/ (/L Mi u Q L i u P rd s sq rq sq （7） 這一方法可以解決氣隙磁場(chǎng)定向

16、帶來(lái)的定子電壓矢量與參考軸之間的相位差問(wèn)題，在現(xiàn)有雙饋風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。 當(dāng)采用定子磁鏈定向控制并維持定子磁鏈恒定時(shí)，DFIG 的轉(zhuǎn)矩和定子側(cè)有功功率可通過(guò)轉(zhuǎn)子電流的轉(zhuǎn)矩分量rq i 控制，而定子側(cè)的無(wú)功功率可以通過(guò)轉(zhuǎn)子電流的勵(lì)磁分量rd i 控制。由于DFIG 在小轉(zhuǎn)差率范圍內(nèi)運(yùn)行，轉(zhuǎn)子側(cè)電壓較低，轉(zhuǎn)子側(cè)補(bǔ)償無(wú)功所需的容量較小。功率因數(shù)不隨發(fā)電機(jī)發(fā)出的有功功率變化，可實(shí)現(xiàn)較好的功率因數(shù)控制。42 直接功率控制直接功率控制是從異步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制思想中演變而來(lái)的，不同于矢量控制，直接轉(zhuǎn)矩控制不需要進(jìn)行坐標(biāo)變換。直接功率控制采用空間矢量的概念來(lái)分析雙饋電機(jī)的數(shù)學(xué)模型和控制其物理量，從控

17、制發(fā)電機(jī)定子側(cè)有功功率和無(wú)功功率的角度出發(fā)，分析轉(zhuǎn)子側(cè)變頻器輸出的6個(gè)非零電壓空間矢量和2個(gè)零電壓空間矢量，分別在次同步速和超同步速運(yùn)行狀態(tài)對(duì)轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶肯辔缓头档挠绊?，確定直接功率控制策略所需的電壓矢量選擇表。其具體實(shí)現(xiàn)與直接轉(zhuǎn)矩控制相似，有功功率和無(wú)功功率分別由兩個(gè)bang-bang （砰-砰）控制器將檢測(cè)值與給定值進(jìn)行滯環(huán)比較，輸出量按電壓矢量選擇表確定轉(zhuǎn)子側(cè)變換器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)。在定子磁鏈定向條件下，定子側(cè)有功功率可通過(guò)轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶亢投ㄗ哟沛準(zhǔn)噶康膴A角實(shí)現(xiàn)，而定子側(cè)的無(wú)功功率則通過(guò)控制轉(zhuǎn)子磁鏈的幅值實(shí)現(xiàn)。目前這種方式尚處于實(shí)驗(yàn)室研究階段。43 多標(biāo)量控制DFIG 是一個(gè)非線性多變量強(qiáng)耦合

18、的系統(tǒng)，應(yīng)用非線性控制理論進(jìn)行研究，更能反映問(wèn)題的本質(zhì)。文獻(xiàn)6基于微分幾何的非線性反饋線性化理論提出了感應(yīng)電機(jī)的多標(biāo)量模型及其控制策略。定義轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速、定子磁鏈幅值的平方、定子磁鏈和轉(zhuǎn)子電流的標(biāo)量積和矢量積的模4個(gè)標(biāo)量作為狀態(tài)變量，通過(guò)對(duì)依據(jù)4個(gè)標(biāo)量的電機(jī)微分方程進(jìn)行非線性變換，得到2個(gè)獨(dú)立的線性子系統(tǒng)：機(jī)械子系統(tǒng)和電磁子系統(tǒng)。在忽略定子電阻影響，并對(duì)定子磁鏈做歸一化處理后，電機(jī)的有功功率與定子磁鏈和轉(zhuǎn)子電流的矢量積的模成一次函數(shù)關(guān)系。利用PI 調(diào)節(jié)器分別實(shí)現(xiàn)發(fā)電機(jī)定子側(cè)有功功率和無(wú)功功率的控制。由于該方法的基礎(chǔ)是已知參數(shù)的電機(jī)模型和參數(shù)的精確測(cè)量或觀測(cè)，然而在運(yùn)行中電機(jī)參數(shù)受溫度和磁飽和等影響

19、，并且磁鏈觀測(cè)的準(zhǔn)確性很難保證，這些都影響系統(tǒng)的魯棒性。目前采用該模型研究DFIG 勵(lì)磁控制的文獻(xiàn)較少。5 雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制變頻器拓?fù)?1 電壓源型雙PWM 變換器變換器結(jié)構(gòu)如圖4所示。511 工作特點(diǎn)(1 超同步運(yùn)行，即轉(zhuǎn)子速度大于定子磁場(chǎng)旋轉(zhuǎn)速度，網(wǎng)側(cè)PWM 變換器工作在逆變狀態(tài)，轉(zhuǎn)子側(cè)PWM 變換器工作在整流狀態(tài)；風(fēng)力機(jī)產(chǎn)生的大于發(fā)電機(jī)額定功率部分的電能經(jīng)由轉(zhuǎn)子和雙PWM 變換器饋入電網(wǎng)。(2 亞同步運(yùn)行，即轉(zhuǎn)子速度小于定子磁場(chǎng)旋轉(zhuǎn)速度，網(wǎng)側(cè)PWM 變換器工作在整流狀態(tài)，轉(zhuǎn)子側(cè)PWM 變換器工作在逆變狀態(tài)；電能通過(guò)雙PWM 變換器饋入發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子。這一方式可以用于風(fēng)力機(jī)加速啟動(dòng)階段。

20、(3 同步運(yùn)行，即轉(zhuǎn)子速度等于定子磁場(chǎng)旋轉(zhuǎn)速度，變換器向發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子注入直流電流。512 優(yōu)點(diǎn)(1 電路簡(jiǎn)單。技術(shù)成熟。最為常用。(2 IGBT現(xiàn)有容量水平可以滿足構(gòu)建MW 級(jí)DFIG 勵(lì)磁系統(tǒng)。(3 交直交方式實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)變換器之間的解耦，當(dāng)電網(wǎng)故障時(shí)，可通過(guò)直流側(cè)電壓控制維持對(duì)轉(zhuǎn)子勵(lì)磁的有效調(diào)節(jié)。(4 網(wǎng)側(cè)變換器具有BOOST 特性，有利于直流側(cè)電壓控制，便于對(duì)轉(zhuǎn)子電壓調(diào)節(jié)。513 缺點(diǎn)(1 直流側(cè)電容容量較大。(2 變換器高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)下功率損耗 較大。(3 開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力大，轉(zhuǎn)子繞組也要承受較大的dv/dt應(yīng)力。52 交直交電流源與電壓源并聯(lián)變換器變換器結(jié)構(gòu)如圖4所示。521 工作特點(diǎn)圖4

21、 電流源電壓源并聯(lián)變換器主變換器為電流源型，輸出方波電流，開(kāi)關(guān)頻率低，可采用GTO 等降低開(kāi)關(guān)損耗；輔變換器為電壓源型，相當(dāng)于有源濾波器，可抑制主變換器生成的電流諧波和進(jìn)行無(wú)功補(bǔ)償。522 優(yōu)點(diǎn)(1 功率損耗低。(2 輔變換器中的續(xù)流二極管為主變換器換流過(guò)程中的過(guò)電壓尖峰提供吸收回路，其中直流側(cè)電容作為吸收元件。(3 輔變換器除了抑制主變換器生成的電流諧波和進(jìn)行無(wú)功補(bǔ)償外，還可對(duì)主變換器提供阻尼，以抑制輕載時(shí)的電流振蕩。523 缺點(diǎn)(1 電流源型變換器電壓傳輸比低，送至轉(zhuǎn)子側(cè)電壓只有網(wǎng)側(cè)的86.6，因此在同樣功率下變換器和轉(zhuǎn)子電流大，靜態(tài)損耗大。(2 轉(zhuǎn)子承受dv/dt大。(3 元器件較多，控

22、制較為復(fù)雜。(4 由于主變換器頻率低，因此系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢。(5 兩變換器的協(xié)調(diào)控制困難，可能出現(xiàn)系統(tǒng)振蕩。53 交交變換器變換器結(jié)構(gòu)如圖5所示。531 工作特點(diǎn)無(wú)直流側(cè)回路，功率器件較多。532 優(yōu)點(diǎn)(1 只需一級(jí)功率變換，變換效率高；無(wú)直流側(cè)電容，系統(tǒng)可靠性更高。(2 晶閘管可實(shí)現(xiàn)自然換流，降低控制難度。 圖5 交交變換器(3 可組成多脈波系統(tǒng)。533 缺點(diǎn)(1 元器件多。(2 功率管移相觸發(fā)，諧波電流大；低次電壓諧波嚴(yán)重。(3 開(kāi)關(guān)頻率低，動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢。(4 無(wú)直流側(cè)環(huán)節(jié)，降低了電網(wǎng)故障時(shí)連續(xù)工作的能力。54 矩陣式變換器變換器結(jié)構(gòu)如圖6所示。541 工作特點(diǎn)亦屬于交交變頻，功率器件采用雙向

23、可控自關(guān)斷器件，PWM 驅(qū)動(dòng)。542 優(yōu)點(diǎn)(1 與兩電平雙PWM 變換器相比，電壓諧 波更少，屬于三電平變換。(2 無(wú)直流側(cè)電容。(3 元器件熱應(yīng)力平均，緩和了散熱難度。(4 開(kāi)關(guān)損耗較小。543 缺點(diǎn)(1 目前尚無(wú)商業(yè)化的雙向功率器件。(2 電壓傳輸比低。(3 無(wú)直流側(cè)環(huán)節(jié)也降低了電網(wǎng)故障時(shí)連續(xù)工作的能力。55 多電平PWM 變換器變換器結(jié)構(gòu)如圖7所示551 工作特點(diǎn)利用電容電壓的組合疊加，形成多電平輸出。552 優(yōu)點(diǎn) (1 可用于大功率勵(lì)磁控制。(2 輸入輸出特性好，電力諧波更少。(3 同樣諧波性能下，可降低開(kāi)關(guān)頻率，開(kāi)關(guān)損耗降低。(4 電壓輸出比高。553 缺點(diǎn)1）直流母線電容電壓可能不

24、均衡；圖6 矩陣式變換器圖7 多電平變換器2）開(kāi)關(guān)器件多，導(dǎo)通損耗大；6 變頻器控制與設(shè)計(jì)關(guān)鍵技術(shù)61 變頻器結(jié)構(gòu)與功率器件選擇根據(jù)不同的應(yīng)用場(chǎng)合和功率等級(jí)，應(yīng)該選擇不同的變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。比如，在小功率場(chǎng)合，我們可以使用常用的六脈波整流器和三相橋式逆變器。而在高壓大功率場(chǎng)合，整流側(cè)則至少要用12脈波整流器，逆變則用多電平逆變器。為了實(shí)現(xiàn)電機(jī)的四象限運(yùn)行，必須使用可逆變流器，也就是雙PWM 變換器。在中小功率場(chǎng)合，一般采用IGBT 和IPM 模塊。IGBT 開(kāi)關(guān)速度快，通態(tài)壓降和損耗都較小，綜合性能佳，至今已被各類變頻器廣泛采用。其耐壓和通流能力最高能做到3.3kV ，1200A 。一個(gè)IPM

25、模塊包含多個(gè)IGBT 和其驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路，新型的IPM 設(shè)置還將光耦集成在一起。這種高度集成的器件性能和穩(wěn)定性都很理想，現(xiàn)已被廣泛用于變頻器中，其通流能力約在10-600A 。在大功率場(chǎng)合，可以用多個(gè)IGBT 串聯(lián)實(shí)現(xiàn)，但這種方式會(huì)增加損耗，降低可靠性，所以較少采用。現(xiàn)在一般用IGCT 這種新型功率器件實(shí)現(xiàn)。這種器件使GTO 的替代品，兼顧了大容量和高開(kāi)關(guān)頻率。IGCT 芯片在不串不并的情況下，二電平逆變器容量為0.5-3MW ，三電平逆變器容量為1-6MW 。該器件現(xiàn)已經(jīng)商品化，目前最高耐壓通流等級(jí)為：6kV/4kA左后，常用的為4.5kV/4kA。62 變頻器開(kāi)關(guān)損耗計(jì)算變頻器開(kāi)關(guān)損耗主要包

26、括：正向損耗，開(kāi)通損耗，關(guān)斷損耗和恢復(fù)損耗等7。其中正向損耗包括功率元件導(dǎo)通損耗和反向并聯(lián)二極管續(xù)流損耗，正向損耗不僅跟輸出電流和導(dǎo)通時(shí)間有關(guān)，而且跟功率元件和二極管本身導(dǎo)通電阻有關(guān)。功率元件的開(kāi)通和關(guān)斷損耗主要是由于開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí)，功率元件端電壓下降（或上升）與內(nèi)部電流上升（或下降）曲線在時(shí)間上存在重疊部分，從而產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗。一般來(lái)講，開(kāi)關(guān)頻率越高，其電壓和電流的上升（或下降）時(shí)間縮短，二者的重疊區(qū)變小，因此每次開(kāi)關(guān)的損耗降低。但是由于開(kāi)關(guān)次數(shù)的增加，反而可能導(dǎo)致總的開(kāi)關(guān)損耗增加。所以在實(shí)際應(yīng)用中，并不是開(kāi)關(guān)頻率越高越好?；謴?fù)損耗主要是由旁路二極管的反向恢復(fù)過(guò)程引起的。具體的計(jì)算公式可參考相關(guān)文

27、獻(xiàn)7。63 諧波抑制與濾波技術(shù)根據(jù)變頻器分類，變頻器供電系統(tǒng)的就地諧波治理與無(wú)功功率補(bǔ)償裝置分為：含各次濾波器的動(dòng)態(tài)無(wú)功功率補(bǔ)償裝置、6%電抗的動(dòng)態(tài)無(wú)功功率補(bǔ)償裝置、固定投入各次濾波器的裝置、有源電力濾波器。631 交-直-交電流型變頻器電網(wǎng)通過(guò)可控硅三相全控橋給變頻器供電，功率因數(shù)角約等于控制角 。供電電流包含6K 1次諧波(K=1、2、3 ，并且在直流電流無(wú)脈動(dòng)的理想情況下，n 次諧波電流含量是基波電流的1/n。實(shí)際上，直流電流脈動(dòng)導(dǎo)致五次諧波和七次諧波含量增加，大于七次諧波的高次諧波含量減少。就地實(shí)現(xiàn)諧波治理和無(wú)功功率補(bǔ)嘗是安裝含各次濾波器的動(dòng)態(tài)無(wú)功功率補(bǔ)償裝置。裝置中計(jì)算機(jī)根據(jù)基波無(wú)功

28、功率投入一定數(shù)量的五次、七次、十一次和十三次濾波器。濾波器對(duì)基波呈容性，補(bǔ)償基波無(wú)功功率；濾波器對(duì)諧波呈現(xiàn)很小的電感，濾除各次諧波無(wú)功功率。632 交-交變頻器電網(wǎng)通過(guò)可控硅三相可逆整流橋給變頻器供電，功率因數(shù)很低。供電電流不僅包含6K 1次諧波(K=1、2、3 ，還在諧波附近出現(xiàn)間隔為變頻器輸出頻率的間諧波。用五次、七次、十一次和十三次濾波器可以濾除諧波，但是濾波器器對(duì)一些間諧波呈容性，必然產(chǎn)生間諧波放大現(xiàn)象。就地實(shí)現(xiàn)諧波、間諧波治理和無(wú)功功率補(bǔ)償是安裝6%電抗的TSC 動(dòng)態(tài)無(wú)功功率補(bǔ)償裝置。特點(diǎn)是對(duì)五次和五次以上諧波和間諧波都呈感性，沒(méi)有諧波放大現(xiàn)象。對(duì)五次、七次諧波和五次、七次諧波附近的

29、間諧也有一定的濾波效果。633 交-直-交電壓型變頻器電網(wǎng)通過(guò)三相二極管整流橋給變頻器供電，功率因數(shù)大于0.97。由于二極管整流橋僅在網(wǎng)壓峰頂開(kāi)通，對(duì)電容器充電，電流波形是導(dǎo)通角較窄的尖鋒。供電電流包含6K 1次諧波(K=1、2、3 ，諧波含量隨進(jìn)線電抗和直流濾波電抗的電感量增加而減少。對(duì)供電變壓器還有其它感性負(fù)載的場(chǎng)合，可以安裝含各次濾波器的TSC 動(dòng)態(tài)無(wú)功功率補(bǔ)償裝置；對(duì)幾乎全是交-直-交電壓型變頻器的車間由于不需要補(bǔ)償基波無(wú)功功率需要濾除諧波無(wú)功功率，應(yīng)安裝固定投入各次濾波器的裝置。前述方法均是從消除供電電流諧波的角度說(shuō)明的。而從消除變頻器輸出電壓諧波的角度來(lái)看，主要有配置輸出濾波器和改

30、進(jìn)控制算法這兩種手段。一種典型的例子就是用于大功率變頻器控制的SHEPWM 算法，這種算法可以在開(kāi)關(guān)次數(shù)最少的條件下獲得輸出電壓波形的最優(yōu)化，并完全消除指定次數(shù)的諧波，從而減少開(kāi)關(guān)損耗，提高系統(tǒng)效率。64 變頻器電磁兼容性設(shè)計(jì)變頻器大多運(yùn)行在惡劣的電磁環(huán)境中，同時(shí)作為電力電子設(shè)備，它們內(nèi)部由電子元器件、微處理芯片等組成，會(huì)受到外界的電磁干擾。另外，變頻器的輸入和輸出側(cè)的電壓、電流含有豐富的高次諧波，成為干擾源，對(duì)其他電子設(shè)備進(jìn)行干擾。641 變頻器輸入側(cè)產(chǎn)生的諧波變頻器的輸入部分是整流電路，它具有非線性特性，因此產(chǎn)生高次諧波，此高次諧波將使輸入的電壓波形和電流波形發(fā)生畸變。圖8中所示為變頻器的

31、整流電路，三相交流電經(jīng)全波整流后由電容進(jìn)行濾波。從A 相為例的輸入電壓與電流波形可以看出輸入電流的波形發(fā)生了畸變。對(duì)輸入電流進(jìn)行頻譜分析后，可知其5次、7次諧波分量 較大。在風(fēng)力發(fā)電雙饋異步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁變頻器中，采用的是雙PWM 變換器結(jié)構(gòu)，因此無(wú)論是轉(zhuǎn)子側(cè)還是電網(wǎng)側(cè)變換器工作在整流狀態(tài)時(shí)，均可以通過(guò)PWM 整流技術(shù)降低輸入電流畸變率。642 變頻器輸出側(cè)產(chǎn)生的高次諧波 對(duì)于PWM 控制的電壓源型變頻器，其輸出電壓波形為矩形波。其中諧波頻率的高低與變頻器調(diào)制頻率有關(guān)。調(diào)制頻率低(如1-2kHz ，人耳能聽(tīng)得見(jiàn)高次諧波頻率產(chǎn)生的電磁噪聲(尖叫聲 。若調(diào)制頻率高(如20kHz 以上 ，人耳聽(tīng)不見(jiàn)，但

32、高頻信號(hào)仍是客觀存在的。 對(duì)電壓及電流波形，通過(guò)傅立葉分析，可得出各次諧波的含量。高次諧波電流對(duì)負(fù)載直接干擾；另外高次諧波電流還通過(guò)電纜向空間輻射，干擾鄰近電氣設(shè)備。643 變頻器的電磁兼容性電磁干擾信號(hào)有兩種基本傳播路徑，即線路傳播方式和空間傳播方式。電磁兼容性（EMC ）指的是系統(tǒng)自身電磁干擾信號(hào)對(duì)外部環(huán)境產(chǎn)生的影響以及外部電磁干擾信號(hào)對(duì)系統(tǒng)本身的影響都控制在一定范圍內(nèi)。6431 變頻器作為噪聲發(fā)射源圖9中的寄生電容Cp 存在于電機(jī) 電纜和電機(jī)內(nèi)部，變頻器通過(guò)寄生電容將產(chǎn)生一個(gè)高頻脈沖噪聲電流，此時(shí)變頻器成為一個(gè)噪聲源。由于噪聲電流的源是變頻器，因此它一定要流回變頻器。圖中Ze 為大地阻抗

33、，Zn為動(dòng)力電纜與地之間的阻抗。噪聲電流流過(guò)此二阻抗所造成的電壓降將影響到同一電網(wǎng)上的其它設(shè)備造成干擾。此外，變頻器的整流部分也會(huì)產(chǎn)生低頻諧波，導(dǎo)致電網(wǎng)電壓產(chǎn)生畸變。當(dāng)電網(wǎng)的短路阻抗小于1%時(shí)，建議加進(jìn)線電抗器來(lái)抑制低頻干擾。圖8 變頻器不可控整流電路與輸入電流波形圖9 變頻器供電回路和電壓電流為解決此問(wèn)題，可使用屏蔽電機(jī)電纜，從而能使噪聲電流沿著給定的路線流回變頻器，以抑制高頻噪聲。屏蔽方式如圖10所示。圖10 變頻器供電回路屏蔽設(shè)計(jì) 圖11 變頻器接受噪聲回路 圖12 變頻器抑制噪聲輸入屏蔽方式6432變頻器作為噪聲接受器圖11中高頻噪聲電流Is 可以通過(guò)耦合電容進(jìn)入變頻器，并且在阻抗Zi

34、 上產(chǎn)生一個(gè)壓降，導(dǎo)致擾動(dòng)噪聲，此時(shí)變頻器就成為噪聲接受器。最有效的方法是嚴(yán)格隔離噪聲源和信號(hào)電纜，且信號(hào)電纜的屏蔽一定要在兩端接地，如圖12所示。6433變頻器EMC 有效措施1 要確保電氣傳動(dòng)柜中的所有設(shè)備接地良好。要求使用短和粗的接地線連接到公共接地點(diǎn)從或接地母排上。特別重要的是，接到變頻器的任何控制設(shè)備都要與其共地，且使用短和粗的導(dǎo)線。同時(shí)電機(jī)電纜的地線應(yīng)直接連接到相應(yīng)變頻器的接地端。2 為有效的抑制電磁波的輻射和傳導(dǎo)，變頻器驅(qū)動(dòng)用的電動(dòng)機(jī)電纜必須采用屏蔽電纜，屏蔽層的電導(dǎo)必須至少為每相導(dǎo)線芯的電導(dǎo)的1/l0。3 控制電纜最好使用屏蔽電纜。模擬信號(hào)的傳輸線應(yīng)使用雙屏蔽的雙絞線，不同的模

35、擬信號(hào)線應(yīng)該獨(dú)立走線，有各自的屏蔽層，以減少線間的的耦合。不要把不同的模擬信號(hào)置于同一個(gè)公共返回線。低壓數(shù)字信號(hào)線最好使用雙屏蔽的雙絞線，也可以使用單屏蔽的雙絞線。模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)的傳輸電纜應(yīng)該分別屏蔽和走線。4 電動(dòng)機(jī)電纜應(yīng)獨(dú)立于其它電纜走線，同時(shí)應(yīng)避免電機(jī)電纜與其它電纜長(zhǎng)距離平行走線，這樣可以減少變頻器輸出電壓快速變化而產(chǎn)生的電磁干擾。如果控制電纜和電源電纜交叉，應(yīng)盡可能使它們按90度角交叉，同時(shí)必須用合適的夾子將電機(jī)電纜和控制電纜的屏蔽層固定到安裝板上。5 如果變頻器運(yùn)行在一個(gè)對(duì)噪聲敏感的環(huán)境中，可以采用RFI 濾波器減小來(lái)自變頻器的傳導(dǎo)和輻射干擾。6 進(jìn)線電抗器用于降低由變頻器產(chǎn)生的

36、諧波，同時(shí)也可用用于增加電源阻抗，并幫助吸收附近設(shè)備投入工作時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓和主電源的電壓尖峰。進(jìn)線電抗器串接在電源和變頻器功率輸入端之間。如果還使用了RFI 濾波器，則濾波器應(yīng)串接在進(jìn)線電抗器和變頻器之間。當(dāng)對(duì)主電源電網(wǎng)的情況不了解時(shí)，最好加進(jìn)線電抗器。7通用變頻器技術(shù)發(fā)展展望隨著新型電力電子器件和高性能微處理器的應(yīng)用以及控制技術(shù)的發(fā)展，通用變頻器的性能價(jià)格比越來(lái)越高，體積越來(lái)越小，而廠家仍然在不斷地提高可靠性實(shí)現(xiàn)變頻器的進(jìn)一步小型輕量化、高性能化和多功能化以及無(wú)公害化而做著新的努力。變頻器性能的優(yōu)劣，一要看其輸出交流電壓的諧波對(duì)電機(jī)的影響；二要看對(duì)電網(wǎng)的諧波污染和輸入功率因數(shù)；三要看本身的

37、能量損耗如何。以交直交變頻器為例，闡述它的發(fā)展趨勢(shì)。71 主電路拓?fù)渑c功率元件變頻器主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面。變頻器的網(wǎng)側(cè)變流器對(duì)低壓小容量的裝置常采用6脈沖變流器，而對(duì)中壓大容量的裝置采用多重化12脈沖以上的變流器。負(fù)載側(cè)變流器對(duì)低壓小容量裝置常采用兩電平的橋式逆變器，而對(duì)中壓大容量的裝置采用多電平逆變器。對(duì)于四象限運(yùn)行的轉(zhuǎn)動(dòng)，為實(shí)現(xiàn)變頻器再生能量向電網(wǎng)回饋和節(jié)省能量，網(wǎng)側(cè)變流器應(yīng)為可逆變流器，同時(shí)出現(xiàn)了功率可雙向流動(dòng)的雙PWM 變頻器，對(duì)網(wǎng)側(cè)變流器加以適當(dāng)控制可使輸入電流接近正弦波，減少對(duì)電網(wǎng)的公害。主電路功率開(kāi)關(guān)元件趨向于自關(guān)斷化、模塊化、集成化、智能化；開(kāi)關(guān)頻率不斷提高，開(kāi)關(guān)損耗進(jìn)一步降低

38、。72 控制方法脈寬調(diào)制變壓變頻器的控制方法可以采用正弦波脈寬調(diào)制控制、消除指定次數(shù)諧波的PWM 控制、電流跟蹤控制、電壓空間矢量控制(磁鏈跟蹤控制 。變頻調(diào)速控制方法的進(jìn)展主要體現(xiàn)在由標(biāo)量控制向高動(dòng)態(tài)性能的矢量控制與直接轉(zhuǎn)矩控制發(fā)展和開(kāi)發(fā)無(wú)速度傳感器的矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)方面。微處理器的進(jìn)步使數(shù)字控制成為現(xiàn)代控制器的發(fā)展方向。近幾年來(lái)，國(guó)外各大公司紛紛推出以DSP(數(shù)字信號(hào)處理器 為基礎(chǔ)的內(nèi)核，配以電機(jī)控制所需的外圍功能電路，集成在單一芯片內(nèi)的稱為DSP 單片電機(jī)控制器，價(jià)格大大降低，體積縮小，結(jié)構(gòu)緊湊，使用便捷，可靠性提高。DSP 和普通的單片機(jī)相比，處理數(shù)字運(yùn)算能力增強(qiáng)1015倍，可確保系統(tǒng)有更優(yōu)越的控制性能。數(shù)字控制使硬件簡(jiǎn)化，柔性的控制算法使控制具有很大的靈活性，可實(shí)現(xiàn)復(fù)雜控制規(guī)律，使現(xiàn)代控制理論在運(yùn)動(dòng)控制系統(tǒng)中應(yīng)用成為現(xiàn)實(shí)，易于與上層系統(tǒng)連接進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，便于故障診斷、加強(qiáng)保護(hù)和監(jiān)視功能，使系統(tǒng)智能化（如有些變頻器具有自調(diào)整功能）。目前，主控一體化研究也是研究的熱