IGBT和MOSFET比較資料

1、在SMPO應(yīng)用中選擇IGBT和MOSFE的比較（圖）作者：飛兆半導(dǎo)體公司應(yīng)用工程師 Ron Randall日期：2005-11-1來源：本網(wǎng)字符大?。骸敬蟆俊局小俊拘　恳駼locked Ads開關(guān)電源（Switch Mode Power Supply ； SMPS）的性能在很大程度上依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇，即開關(guān)管和整流器。雖然沒有萬全的方案 來解決選擇IGBT還是MOSFE的問題，但針對特定SMP應(yīng)用中的IGBT和 MOSFE進(jìn)行性能比較，確定關(guān)鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對一些參數(shù)進(jìn)行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS （零電壓轉(zhuǎn)換）拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗，并對電路和器件特性相關(guān)的

2、三個主要功率開關(guān)損耗一 導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外，還通過舉例說明二極 管的恢復(fù)特性是決定 MOSFET或 IGBT導(dǎo)通開關(guān)損耗的主要因素，討論二 極管恢復(fù)性能對于硬開關(guān)拓?fù)涞挠绊憽MPS勺進(jìn)展一直以來，離線式SMP滬業(yè)由功率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)的功率元件發(fā)展所推動。 作為主要的功率開關(guān)器件IGBT、功率MOSFE和功率二極管正不斷改良， 相應(yīng)地也是明顯地改善了 SMPS勺效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之 降低。由于器件對應(yīng)用性能的這種直接影響，SMP毀計(jì)人員必須比較不同半導(dǎo)體技術(shù)的各種優(yōu)缺點(diǎn)以優(yōu)化其設(shè)計(jì)。例如，MOSFE 一般在較低功 率應(yīng)用及較高頻應(yīng)用（即功率V1000W及開關(guān)頻

3、率100kHz）中表現(xiàn)較好， 而IGBT則在較低頻及較高功率設(shè)計(jì)中表現(xiàn)卓越。為了做出真實(shí)的評估， 筆者在SMP0應(yīng)用中比較了來自飛兆半導(dǎo)體的 IGBT器件FGP20N6S2（屬于SMPS系列）和MOSFE器件FCP11N60（屬于SuperFET產(chǎn)品族）。這些產(chǎn)品具有相近的芯片尺寸和相同的熱阻抗R0 JC,代表了功率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)現(xiàn)有的器件水平。導(dǎo)通損耗除了 IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFE的導(dǎo)通特性十分 類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集 電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾（voltagetail ）出現(xiàn)。IGB圖1 I

4、GBT等效電路這種延遲引起了類飽和（Quasi-saturation） 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其 VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在 ZVS情況下，在 負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期 Icollector 與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān) 的其他損耗。其又分為兩個 Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有 包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管 相

5、同的二極管來測量，典型的 Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩 個脈沖進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測量 Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達(dá)致所 需的測試電流，然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復(fù)的Eon損耗。圖2典型的導(dǎo)通能耗Eon和關(guān)斷能耗Eoff測試電路在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下，柵極驅(qū)動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復(fù)特性決定了 Eon開關(guān)損耗。對于像傳統(tǒng) CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復(fù)特性在Eon (導(dǎo)通)能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR勺升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復(fù)特性也非常重 要。軟化度 (Softness) ，即 tb/ta 比率，對開關(guān)器件產(chǎn)生的

6、電氣噪聲和 電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相當(dāng)勺影響。某些高速二極管在時間 tb內(nèi)，從IRM(REC開始的電流下降速率(di/dt)很高，故會在電路寄生 電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會引起電磁干擾(EMI)，并可 能在二極管上導(dǎo)致過高的反向電壓。在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓?fù)渲?，與IGBT組合封裝的是快恢復(fù)管 或MOSFE體二極管，當(dāng)對應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時二極管有電流經(jīng)過，因而二極管的恢復(fù)特性決定了 Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復(fù)特 性的MOSFE十分重要，如飛兆半導(dǎo)體的FQA28N50FRFETTM不幸的是， MOSFE的寄生二極管或體二極管的恢復(fù)特性比業(yè)

7、界目前使用的分立二極 管要緩慢。因此，對于硬開關(guān) MOSFE應(yīng)用而言，體二極管常常是決定 SMPSE作頻率的限制因素。一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應(yīng)用匹配，具有較低正向 傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低 VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動IGBT組合 封裝在一起。相反地，軟恢復(fù)超快二極管，如飛兆半導(dǎo)體的 StealthTM 系列，可與高頻SMPS開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。除了選擇正確的二極管外，設(shè)計(jì)人員還能夠通過調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動導(dǎo)通源阻 抗來控制Eon損耗。降低驅(qū)動源阻抗將提高IGBT或MOSFE的導(dǎo)通di/dt 及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因?yàn)檩^高的di/dt

8、會導(dǎo)致電壓尖脈沖、輻射和傳導(dǎo)EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt的需求，可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測試與驗(yàn)證，然后根據(jù)MOSFE轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值(見圖3)10+，匚廠二血 一伽 I2I810, Gate-Source Voltage V圖3 MOSFE的轉(zhuǎn)移特性假定在導(dǎo)通時，F(xiàn)ET電流上升到10A根據(jù)圖3中25C的那條曲線，為了達(dá)到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7m Q。公式1獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動阻抗把平均GFS直運(yùn)用到公式1中，得到柵極驅(qū)動電壓 Vdrive=10V，所需的di/dt=600

9、A/ 卩 s, FCP11N60典型值 VGS(avg)=6V Ciss=1200pF;于是可 以計(jì)算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為 37Q。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS直是 一條斜線，會在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會變化。呈指數(shù)衰 減的柵極驅(qū)動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進(jìn)入了該公 式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應(yīng)。同樣的，IGBT也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動導(dǎo)通阻抗計(jì)算，VGE(avg)和GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定，并應(yīng)用 VGE(avg)下的CIES 值代替Ciss。計(jì)算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為100Q，該值比前面 的37Q高，表明

10、IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于， 為了從MOSFE轉(zhuǎn)換到IGBT,必須對柵極驅(qū)動電路進(jìn)行調(diào)節(jié)。傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小 的600 V MOSFE少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感 測，并在指明最差情況下的工作結(jié)溫下進(jìn)行的。例如，F(xiàn)GP20N6SS2 MPS2IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有 1C/W 的 R0 JC值。圖 4 顯示了在 125 C的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后，MOSFE的傳導(dǎo)損耗更大。o1II-r11dH1/j111

11、MO!/II111j|i|1/<X1Xl|11HTdTH/I i7iiIidDC operation01345672CoilcGtor/Dram current (A)FCP11N60 MOSFET FGP30N6S2 IfflT910Idc = 2.92ATj = 125C圖4傳導(dǎo)損耗直流工作tooCCM Boost PFC Operationn012345 e 7 S 910AC input Irms (Amps)FCPllNdO MOSFETFGP20N6S2 1GBTTj = 125 CVac - SJVVbulk = 400 V圖5 CCM升壓PFC電路中的傳導(dǎo)損耗不過，圖4中

12、的直流傳導(dǎo)損耗比較不適用于大部分應(yīng)用。同時，圖5中顯示了傳導(dǎo)損耗在CCM連續(xù)電流模式）、升壓PFC電路，125C的結(jié)溫 以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的 比較曲線。圖中，MOSFET-IGB的曲線相交點(diǎn)為2.65A RMS對PFC電路 而言，當(dāng)交流輸入電流大于2.65A RMS寸，MOSFE具有較大的傳導(dǎo)損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFE中由公式2計(jì)算所得的2.29A RMSMOSFE傳導(dǎo)損耗、I2R，利用公式2定義的電流和 MOSFET 125C的RDS(on)可以計(jì)算得出。把RDS(on隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導(dǎo)損耗還可以進(jìn)

13、一步精確化，這種關(guān)系如圖 6所示圖 6 FCP11N60(MOSFET): RDS(OS) IDRAIN和 VGE的變化一篇名為“如何將功率MOSFE的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包 含到高頻三相PW逆變器的傳導(dǎo)損耗計(jì)算中”的IEEE文章描述了如何確 定漏極電流對傳導(dǎo)損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS(on)變化對大多數(shù)SMP茄撲的影響很小。例如，在 PFC電路中，當(dāng)FCP11N60 MOSFET峰 值電流ID為11A兩倍于5.5A (規(guī)格書中RDS(on)的測試條件)時, RDS( on)的有效值和傳導(dǎo)損耗會增加5%。在MOSFE傳導(dǎo)極小占空比的高脈沖電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，應(yīng)該考慮圖6所

14、示的特性。如果FCP11N60 MOSFET作在一個電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖(即5.5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5.5A (規(guī)格書中的測試電流)時的0.32歐姆大25%J C/t BW5公式2 CCM PFCfe路中的RMSfe流式2中，lacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是PFC電路RM輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。在實(shí)際應(yīng)用中，計(jì)算IGBT在類似PFC電路中的傳導(dǎo)損耗將更加復(fù)雜，因 為每個開關(guān)周期都在不同的IC上進(jìn)行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻 抗表示，比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗 RFCE串聯(lián)一個固定VFCE 電壓，VC

15、E(ICE)=ICEX RFCE+VFCE于是，傳導(dǎo)損耗便可以計(jì)算為平均集 電極電流與VFCE的乘積，加上RMSI電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE 圖5中的示例僅考慮了 CCM PFC電路的傳導(dǎo)損耗，即假定設(shè)計(jì)目標(biāo)在維 持最差情況下的傳導(dǎo)損耗小于 15W以FCP11N60 MOSFET例，該電路 被限制在5.8A，而FGP20N6SIGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。 它可以傳導(dǎo)超過MOSFET 70%勺功率。雖然IGBT的傳導(dǎo)損耗較小，但大多數(shù)600VIGBT都是PT(Punch Through, 穿透)型器件。PT器件具有NTq負(fù)溫度系數(shù))特性，不能并聯(lián)分流?；?許，這些器件可以

16、通過匹配器件 VCE(sat)、VGE(TH)(柵射閾值電壓)及 機(jī)械封裝以有限的成效進(jìn)行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一 致的變化。相反地，MOSFE具有PTC(正溫度系數(shù))，可以提供良好的電流分流 關(guān)斷損耗一問題尚未結(jié)束 在硬開關(guān)、鉗位感性電路中，MOSFE的關(guān)斷損耗比IGBT低得多，原因 在于IGBT的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結(jié)溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT 數(shù)據(jù)表中都有提供。 這些曲線基于鉗位感性電路且測試電壓相同， 并包 含拖尾電流能量損耗。%=26J L盅帥碩vce= 390VLz/I/Tj*12S

17、陀voe 10V, VcJ訕zKNVHr25：忙* vOE-10V vol15V250&101214COUECTOR TO EMITTER CURRENT (A)2Q01501000圖7本圖表顯示IGBT的Eoff隨ICE及Tj的變化圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路， 它的測試電壓，即圖 2中的VDD因不同制造商及個別器件的 BVCE師異。在比較器件時應(yīng)考 慮這測試條件中的VDD因?yàn)樵谳^低的VDD甘位電壓下進(jìn)行測試和工作將導(dǎo)致 Eoff 能耗降低降低柵極驅(qū)動關(guān)斷阻抗對減小 IGBT Eoff 損耗影響極微。如圖 1所示， 當(dāng)?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFE關(guān)斷時，在IGBT

18、少數(shù)載流子BJT中仍存在 存儲時間延遲 td(off)I 。不過，降低 Eoff 驅(qū)動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitanee) CRES和關(guān)斷VCE的dv/dt造成的電流注到柵極驅(qū)動回路中的風(fēng)險，避免使器件重新偏置為傳導(dǎo)狀態(tài)，從而導(dǎo)致多個產(chǎn) 生 Eoff 的開關(guān)動作。ZVS和ZCS拓?fù)湓诮档蚆OSFET和IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT中沒有那么大，因?yàn)楫?dāng)集電極電壓上升到允許多 余存儲電荷進(jìn)行耗散的電勢值時，會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓?fù)淇梢蕴嵘畲蟮腎GBT Eoff性能。正確的柵極驅(qū)動順序可使IGBT柵極信 號在第二個集電極電流過

19、零點(diǎn)以前不被清除，從而顯著降低 IGBT ZCS Eoff 。MOSFE的Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅(qū)動速度、柵極驅(qū)動關(guān)斷 源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感 Lx ( 如 圖 8 所示) 產(chǎn)生一個電勢，通過限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在 關(guān)斷時，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH, VGS(th)=4V,則最大電流下降速度為 VGS(th ) /Lx=800A/卩s。圖8 典型硬開關(guān)應(yīng)用中的柵極驅(qū)動電路總結(jié) 在選用功率開關(guān)器件時，并沒有萬全的解決方案，電路拓?fù)洹⒐ぷ黝l率、 環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會在做出最佳選擇

20、時起著作用。 在具有最小Eon損耗的ZVS和ZCS應(yīng)用中，MOSFE由于具有較快的開 關(guān)速度和較少的關(guān)斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。對硬開關(guān)應(yīng)用 而言，MOSFE寄生二極管的恢復(fù)特性可能是個缺點(diǎn)。相反，由于 IGBT 組合圭寸裝內(nèi)的二極管與特定應(yīng)用匹配，極佳的軟恢復(fù)二極管可與更高速 的smpS件相配合。參考文獻(xiàn)“An alyticalan alysis of1. Pittet,Serge and Rufer, AlfredQuasi-Saturation Effect in PTand NPTIGBTs” PCIMEurope2002http:/leiwww.epfl.ch/publications/pittet rufer pcim O2.pdf2. Kolar, J.W., Ertl, H., and Zach, F.C.(1998),“How toinclude the dependencyofthe Rds(on) of power MOSFETonthe in sta ntan eousvalue of the drain curre nt into thecalculati on of the con ducti on losses ofhigh-frequency three