吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)最佳參數(shù)設(shè)計(譯文)

1、關(guān)于吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)最佳參數(shù)的計算Jim Hagerman, Hagerman TechnologyDecember 12, 1994概述：當(dāng)我在閱讀我的第一篇文章-音頻發(fā)燒友的時候,瞥到了Scott Morovich(TAA 3/94 p.46)的關(guān)于功率整流管吸收緩沖電路的內(nèi)容。他說的非常對，而且最近我也在研究吸收緩沖電路的設(shè)計。Rick Miller建議只用電容作為吸收緩沖電路，但吸收效果可能達不到他的預(yù)期而且電路阻抗也不夠他想象的那樣低，另外一些類似的內(nèi)容給我一種印象：許多人對于吸收緩沖電路工作原理有一些錯誤的認(rèn)識。我覺得寫下關(guān)于功率電源電路的緩沖電路的分析，也許會對你們有些幫助。研究表明

2、削弱寄生射頻振蕩相對來說比較容易，而不需要用到外部的二極管。（The results show that snubbing the parasiticRF oscillations is relatively straightforward without having to resort to exotic diodes.譯者對這一段拿捏不準(zhǔn)，請各位自行翻譯考量。） 在這個研究分析中，基礎(chǔ)的吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)類型是一個電阻和一個電容串聯(lián)，跨接在功率整流二極管兩端，很多讀者早就這么做了，但元件參數(shù)的計算卻很麻煩也容易增加風(fēng)險。接下來的分析通過數(shù)學(xué)方法可以得到一些簡單的等式，并能直接計算出最佳的元件參

3、數(shù)值。在最小程度上也能給出該設(shè)計的出發(fā)點。存在的問題: 當(dāng)一個電路發(fā)生振蕩時，需要得到衰減，就要用到吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)。振蕩有許多種形式但往往都能精簡為一個LC網(wǎng)絡(luò)，見圖一。其系統(tǒng)固有頻率由下列公式得到： 當(dāng)LC諧振網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)一個電阻時，其振蕩頻率不變，但振蕩波形的峰值會逐漸減低至零值，如圖二所示RLC網(wǎng)絡(luò)的振蕩波形。圖一 RLC網(wǎng)絡(luò)圖二 RLC網(wǎng)絡(luò)振蕩電壓波形（阻尼振蕩） 當(dāng)阻尼程度增大到一定時振蕩就看不見了。相反欠阻尼會導(dǎo)致振蕩持續(xù)很長一段時間。等效電路： 為了更好的理解，我們將圖一電路添加一個電壓源并使其與電感串聯(lián)。該電路具有相同的交流特性，而且能夠輸入各種激勵函數(shù)。電壓源可以放在任何地方，按如

4、圖所示放置,會使接下來的分析更加便捷。圖三 如果定義電容兩端的電壓為輸出，我們就可以得到輸出/輸入的傳遞函數(shù)，這是一個簡單的分壓器。 化簡得： 許多人能看出這是一個二階響應(yīng)的式子，它的一般形式是： 其中是阻尼系數(shù)而n是弧度制的系統(tǒng)固有頻率，現(xiàn)實生活中許多系統(tǒng)的系統(tǒng)函數(shù)都近似于這個二階響應(yīng)函數(shù)。特別是放大器的階躍響應(yīng)。圖四給出了多條二階系統(tǒng)的階躍響應(yīng)波形疊加圖，其中阻尼系數(shù)的范圍0.3-0.9，可見阻尼越小，振鈴越大。圖四 二階系統(tǒng)的階躍響應(yīng) 令前面兩式子相等： 可得： 后者也就是我們熟悉的諧振頻率計算公式： 或者 另外一個式子可以得到阻尼系數(shù)的表達式： 但最需要計算的是電阻的值，以此發(fā)揮緩沖的

5、作用，使電路得到我們期望的那種響應(yīng)?？梢缘玫绞阶樱?注意圖四的曲線，最佳的阻尼系數(shù)是0.5（譯者：即臨界阻尼狀態(tài)）。過低的阻尼系數(shù)會導(dǎo)致振蕩持續(xù)時間延長，而過高的阻尼系數(shù)會導(dǎo)致電阻器上產(chǎn)生很大的損耗。所以令等于0.5，可以得到式子：這個正是美國CDE公司產(chǎn)品資料上給出的式子，它也是我們電路的特性阻抗。緩沖電容: 只使用一個電阻作為緩沖電路，如圖三所示，會導(dǎo)致過多的損耗。針對這一不足可以使用一個電容器Cs與Rs串聯(lián)。該電容必須足夠的大，使振鈴波高頻分量快速通過而阻擋大部分的低頻分量和直流分量。我們知道在增益為-3dB處的轉(zhuǎn)折頻率由下列公式給出： 然而我們不想讓增益此頻率處滾降，或是我們選擇的阻尼

6、系數(shù)還不能達到。我們需要的轉(zhuǎn)折頻率需小于之前的十分之一。為了方便最好是選擇1/2。這樣我們可以得到一個既簡單又好的計算吸收緩沖電容的公式：確定參數(shù)： 一個主要問題就是我們并不知道寄生的等效電感和等效電容的大小，但有些方法可以測量他們。 一些新式數(shù)字萬用表可以測量電感。造成寄生振蕩的原因是變壓器次級的漏感。次級漏感可以通過短路變壓器初級，測量次級電感量來測定（變壓器要脫離電路）。這也是一種計算變壓器耦合系數(shù)的方法，耦合系數(shù)定義式： 其中Loc是開路電感量，Lsc是短路電感量（即漏感大?。?。（譯者：原文有誤）。 變壓器仍然有很多繞組間寄生電容，這可以近似成一個與繞組電感相并聯(lián)的電容。寄生電容很難測

7、量，但可以使用電橋測出。然而并不是人人都有相關(guān)的設(shè)備，另外一種方法是使用正弦波發(fā)生器和一臺示波器來測量。用一個電阻連接正弦波發(fā)生器和變壓器線圈，在調(diào)節(jié)正弦波頻率的同時用示波器觀察線圈兩端的電壓信號。示波器測量出結(jié)果的峰值的最低頻率就可能是線圈的諧振頻率。最后用已知的電感量帶入公式計算就可以得到等效電容。 二極管的結(jié)電容是非線性的而且取決于反向偏置狀態(tài)。結(jié)電容大小可以使用一些數(shù)字萬用表測得，嘗試一下交換二極管的陽極陰極去測量，觀察是否得到同一個值。結(jié)電容的值也可以通過查閱產(chǎn)品的數(shù)據(jù)手冊得到。 我以一個1A 12.6V的燈絲變壓器做測試。結(jié)果測得漏感是0.133mH，繞組間寄生電容是550pF，1

8、N4004二極管的結(jié)電容是45pF（數(shù)據(jù)手冊上典型值是50pF）。稍后我會展示變壓器與二極管結(jié)電容是并聯(lián)的。將測得的參數(shù)帶入公式求得系統(tǒng)固有頻率是560KHz，特性阻抗是470歐姆。 有時寄生電感和寄生電容難以確定，我們可以利用頻譜分析儀測出的振蕩周期或者頻率，去替代難以確定的參數(shù)，通過帶入?yún)?shù)和公式化簡，我們可以得到： 不是所有電阻器都適用于這個場合，要避免使用繞線電阻器，因為它本身可看做是個電感，碳基電阻器最好，其實任何像樣的無感電阻器都是可以的，選擇電阻器的時候要注意功率限制和耐壓性能。DC-DC電源： 由于輸入是連續(xù)方波脈沖而不是正弦波，所以分析直流-直流電源會較容易。一個典型的轉(zhuǎn)換器

9、可以簡化為一個等效電路，如下圖五。假如我們忽略輸出電容器和電感器的ESR（等效串聯(lián)電阻），那么這個DC-DC轉(zhuǎn)換器寄生的RLC網(wǎng)絡(luò)就如同圖一（假定輸出電容器足夠的大，能旁路RF信號）。吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)經(jīng)?？缃釉诙O管兩端，但這不是必須的，在等效的電路中可以看到二極管結(jié)電容與線圈寄生電容是并聯(lián)的，所以他們是附加的。吸收電阻必須與電感器或者電容器相并聯(lián)，所以它要么放置在二極管旁邊要么放置在電感旁邊。圖五 DC-DC轉(zhuǎn)換器等效電路圖（譯者：參考boost） 電阻上的功率損耗由每個時刻電容上存儲的能量決定，該能量由下列公式計算： Vp是每個脈沖邊緣間存儲在電容上的峰值電壓，一個DC-DC轉(zhuǎn)換器工作在一個特

10、定頻率或者周期的開關(guān)狀態(tài)，每個周期有兩個邊緣或是兩個轉(zhuǎn)換，在轉(zhuǎn)換期間，所有存儲在電容器上的能量都損耗在電阻器上。功率損耗由下式給出： 值得注意的是吸收電阻上的功率損耗量是吸收電容大小的因變量，所以要使吸收電容盡可能的小。AC-DC轉(zhuǎn)換器： 盡管DC-DC轉(zhuǎn)換器在調(diào)節(jié)工作頻率或者工作周期非常的有效率，但它極少運用在音響設(shè)備上。調(diào)制過程會發(fā)生在低的頻率上，特別是音頻帶，所以在低等音響電路里有很大的概率會發(fā)生開關(guān)干擾；而大功率汽車放大器對其使用有要求，因為汽車電瓶電壓依然是不夠高的。AC-DC電源中振蕩發(fā)生在二極管關(guān)斷的瞬間，在之前的例子中我們用的是1A，12.6VAC規(guī)格的變壓器，其系統(tǒng)固有頻率是

11、560kHz，這比音頻帶要高得多。然而他會受到電源線頻率的調(diào)制，比如半波整流后會有電源頻率的干擾而全波整流后干擾的頻率是前者的兩倍，這種干擾作為一種載波形式與其他的電路耦合。更糟糕的是，二極管結(jié)電容是非線性的，這意味著振蕩頻率將包含大量的諧波并進入了兆赫茲的頻帶。除此之外，另一個問題是該電路在物理層次上包含了大量的功率變壓器、二極管、輸出電容，這樣就形成了一個明顯的環(huán)路。干擾與其他電路的耦合機制主要是磁性和電容性，這也難怪音響設(shè)計師為什么要把電源單獨放在一個隔離的區(qū)域了。 謹(jǐn)慎的去布線、控制環(huán)路面積、選擇元件、選擇屏蔽層將減少振蕩與其他電路的耦合，然而這些都是治標(biāo)不治本的方法，所以才需要考慮使

12、用吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)。 一個典型的電源如圖六所示，可以精簡為如圖七所示的等效電路。初次級的匝數(shù)比用一個合適電壓值的電壓源來替代，更精準(zhǔn)的模型需要添加一個變壓器次級ESR（等效串聯(lián)電阻）和輸出電容器的ESR（圖中的Rt）圖六 AC-DC電源 在文章中我建議添加一個電容Cx，用作純粹的吸收網(wǎng)絡(luò)，全波整流橋可以簡化為相同的電路但會有兩個二極管串聯(lián)。這樣可以有效的減少一半二極管結(jié)電容，而之前的分析依然是有效的。圖七 PSPICE仿真電路 上面所示的電路用PSPICE仿真（見附錄A的列表），在這個模型中我使用了一個常見的工頻整流管1N4007，還有用了摩托羅拉公司的數(shù)據(jù)資料。未放置吸收緩沖元件Rs、Cs、Cx

13、的電路仿真如圖八所示，負(fù)載為100mA，此時二極管每個周期都在導(dǎo)通，初始設(shè)定輸出電壓為零，因此第一個正弦波驅(qū)使輸出電壓達到峰值，第二個峰值更清晰的顯示了穩(wěn)定的狀態(tài)。在圖中較難看清二極管關(guān)斷時間，大概5ms和22ms的地方，此時產(chǎn)生了振鈴波。圖八 仿真結(jié)果（圖七電路） 為了看清楚，我們將22ms處的波形放大。圖九清晰的展示了問題所在，這里產(chǎn)生了的560kHz的振蕩，正如我們計算的那樣。圖九 標(biāo)準(zhǔn)測試電路的振鈴波 因為Rt的存在，得出的吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)的值跟以往有些許的不同，跳過數(shù)學(xué)推導(dǎo)過程，我們有下列公式： 其中的Ceq由下式計算得出： 當(dāng)Rt趨向于零時，該等式將會變得跟之前已經(jīng)求得的等式一樣。實際

14、上Rt很小，對結(jié)果并沒有什么明顯的影響，如果Rt很大，那么他本身將會充當(dāng)一個緩沖電阻。選擇阻尼系數(shù)為0.5，我們求得吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)的值是： 使用標(biāo)準(zhǔn)的470電阻和3900pF的電容，電路的仿真結(jié)果如圖十所示，除了初始的尖峰，其余的振蕩均被削弱，過沖量與阻尼系數(shù)0.5保持一致。圖十 使用RC緩沖網(wǎng)絡(luò)后的振蕩波形 如果只用一個電容作為緩沖器件，那么將會看到有趣的現(xiàn)象，Cx使用一個0.01uF的電容，仿真結(jié)果如圖十一所示。 振鈴波依然清晰可見，并沒有發(fā)生明顯的阻尼衰減或是吸收，然而振蕩頻率卻減小了，該頻率為： 這個時候音質(zhì)明顯改善或噪聲明顯減少的原因是因為振鈴波頻率太低，耦合到別的電路的能力也會降低。

15、實際上電容越大，頻率越低，所有的效果都取決于元件和變壓器的品質(zhì)。所以毫不奇怪的是，每個電源都應(yīng)該單獨調(diào)整，以達到最佳效果。 如果將兩種吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)組合在一起會發(fā)生什么情況？保持Cx的值不變，計算得出Rs和Cs的值分別是110和0.068uF，將三個參數(shù)帶入仿真得到如圖十二所示的結(jié)果：圖十二 使用Rs、Cs、Cx作為吸收緩沖網(wǎng)絡(luò) 這個結(jié)果可能是最好的，振鈴波不僅僅被Rs和Cs削弱，而且初始尖峰脈沖頻率也被Cx降低。 已知輸入電壓有效值的情況下可以計算出電阻上的功率損耗，其值可以由下式近似得出： 最后帶入數(shù)據(jù)得到：可見損耗并不是很大，因為電源頻率相對而言比較低。讀者反饋：當(dāng)然這些理論可能是一派胡言

16、，真正有待考驗的，是這些吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)在實際電路上的工作情況。我在好幾個DC-DC電源上做了測試，均得到了很好的效果。實際上，計算出原始值后根本不用再加調(diào)整。我鼓勵讀者們?nèi)ソo他們的音響設(shè)備放置吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)，你會發(fā)現(xiàn)音質(zhì)的改善簡直令人激動萬分。不僅僅是音響設(shè)備，只要有需要的地方，盡管去嘗試一下吧。祝你好運！附錄A：AC-DC電源的吸收緩沖網(wǎng)絡(luò)仿真代碼Snubber Circuit, Jim Hagerman, 11/11/94Vin 1 0 sin(0 17.8 60 0 0)Rt 1 2 0.5Lt 2 3 0.133mHCt 3 0 550pFD1 3 5 _1n4007Cload 5 0 1

17、000uFRload 5 0 180;Rs 4 0 470 ;110;Cs 3 4 3900pF ;0.068uF;Cx 3 0 0.01uF;.tran 0.01m 25m.tran 0.001m 25m 20be.option ITL5 10000* Jim Hagerman* 11/7/94 typical.model _1n4007 d+ (+ n = 1.57+ is = 6.1e-10+ rs = 0.044+ tt = 7.2e-6+ cjo = 50e-12+ m = 0.25+ vj = 0.31+ eg = 1.11+ xti = 3.0+ bv = 1000+ ibv = 1e-6+ ).end參考. Rick Miller et. al., TAA 1/94, 26-27; TAA 3/94, 46,49. G. Chryssis, “High-Frequency Switching Power Supplies, Theory & Design,” 138-140. “Designing