北郵通信原理軟件實驗報告

1、通信原理軟件實驗報告學院：信息與通信工程學院班級：12 / 31通信原理Matlab仿真實驗實驗八一、實驗內容假設基帶信號為m(t)=sin(2000*pi*t)+2cos(1000*pi*t),載波頻率為20kHz,請仿真出AM、DSB-SC、SSB信號，觀察已調信號的波形和頻譜。二、實驗原理1、具有離散大載波的雙邊帶幅度調制信號AM該幅度調制是由DSB-SCAM信號加上離散的大載波分量得到，其表達式及時間波形圖為：s=.cos2/7+cos2/77c二,41+股口包絡應當注意的是，m的絕對值必須小于等于1,否則會出現(xiàn)下圖的過調制:I 5.1JW I，）AM信號的頻譜特性如下圖所示:$(/)

2、=五可/-勿+可"勿+叫(/-勿+因江+m£由圖可以發(fā)現(xiàn)，AM信號的頻譜是雙邊帶抑制載波調幅信號的頻譜加上離散的大載波分量。2、雙邊帶抑制載波調幅(DSB-SCAM)信號的產生雙邊帶抑制載波調幅信號s(t)是利用均值為0的模擬基帶信號m和正弦載波c相乘得到，如圖所示：Sn筋。)=神(')/8其”，十%)m和正弦載波s的信號波形如圖所示:若調制信號m是確定的，其相應的傅立葉頻譜為M，載波信號c的傅立葉頻譜是C，調制信號s(t)的傅立葉頻譜S由M和C相卷積得到，因此經過調制之后，基帶信號的頻譜被搬移到了載頻fc處，若模擬基帶信號帶寬為W,則調制信號帶寬為2W,并且頻譜中

3、不含有離散的載頻分量，只是由于模擬基帶信號的頻譜成分中不含離散的直流分量。3、單邊帶條幅SSB信號雙邊帶抑制載波調幅彳S號要求信道帶寬B=2W,其中W是模擬基帶信號帶寬。從信息論關點開看，此雙邊帶是有剩余度的，因而只要利用雙邊帶中的任一邊帶來傳輸，仍能在接收機解調出原基帶信號，這樣可減少傳送已調信號的信道帶寬。單邊帶條幅SSBAM信號的其表達式：與和(')=4期Wco$2笈+4碗("sin2/ifct或$5(，)=4用COS-4而(f)sin17rfct其頻譜圖為：上邊惜下邊櫓上也帶顛謫/V叫LSBLSB三、仿真設計1、流程圖:2、實驗結果盼析討論實驗仿真結果FigureNo

4、.1nxFigureNo.2Filt：Edi+ViewInser+Toolsyind口wHelpLDsclLL.100500-2bp-H-1-H-H-1-ih-5-20-15-10-50510152025nx從上至下依次是AM信號、DSB信號、SSB信號。從仿真結果看，AM調制信號包絡清晰，可利用包絡檢波恢復原信號，接收設備較為簡單。其頻譜含有離散大載波，從理論分析可知，此載波占用了較多發(fā)送功率，使得發(fā)送設備功耗較大。DSB-SC信號波形和頻譜，其時域波形有相位翻轉，頻譜不含離散大載波。SSB信號比DSB信號節(jié)省一半帶寬，適合于語聲信號的調制，因為其沒有直流分量，也沒有很低頻的成分。3、結果分

5、析：根據(jù)通原理論課的知識可知，信號的AM調制比較容易實現(xiàn)，但其功率譜中有相當大一部分是載頻信號，效率非常低；DSB-SC調制解決了AM信號效率低下的問題，但仍然存在的問題是調制信號的帶寬為基帶信號的兩倍，頻譜利用率較低；SSB調制方式在頻譜利用上又做出了改進，為原先的一半，但其可靠性降低了，總之，可靠性與有效性是難以兩全其美的，為一對矛盾體。四、程序代碼fs=800;%kHzT=200;N=T*fs;t=linspace(-T/2,T/2,N);f=linspace(-fs/2,fs/2,N);fm1=1;%kHzfm2=0.5;%kHzfc=20;%kHzmt=sin(2*pi*fm1*t)

6、+2*cos(2*pi*fm2*t);%am!M制信號波形和頻譜A=2;a=0.3;AM=(1+a*mt).*cos(2*pi*fc*t);figure(1);subplot(2,1,1);plot(t,AM);xlabel('時間t(ms)');ylabel('AM');axis(-3,3,-3,3);title('AM波形');gridon;FAM=12f(AM,fs);subplot(2,1,2);plot(f,abs(FAM);xlabel('頻率f(kHz)');ylabel('FAM');axis(-2

7、5,25,0,150);title('AM幅頻特性');gridon;%DSB-SC信號波形和頻譜DSB=mt.*cos(2*pi*fc*t);figure(2);subplot(2,1,1);plot(t,DSB);xlabel('時間t(ms)');ylabel('DSB');axis(-3,3,-3,3);title('DSB波形')；gridon;FDSB=12f(DSB,fs);subplot(2,1,2);plot(f,abs(FDSB);xlabel('頻率f(kHz)');ylabel('F

8、DSB');axis(-25,25,0,150);title('DSB幅頻特性');gridon;%SSB言號波形和頻譜M=12f(mt,fs);MH=-j*sign(f).*M;mh=real(f2t(MH,fs);SSB=mt.*cos(2*pi*fc*t)-mh.*sin(2*pi*fc*t);FSSB=12f(SSB,fs);figure(3);subplot(2,1,1);plot(t,SSB);xlabel('時間t(ms)');ylabel('SSB');axis(-3,3,-5,5);title('SSB波形

9、9;)；gridon;subplot(2,1,2);plot(f,abs(FSSB);xlabel('頻率f(kHz)');ylabel('FSSB');axis(-25,25,0,150);title('SSB幅頻特性);gridon;實驗九一、實驗內容假設基帶信號為m(t)=sin(2000兀t)+2cos(1000兀t)+4sin(500兀t+兀/3),載波頻率為40kHz,仿真產生FM信號，觀察波形與頻譜。FM的頻偏常數(shù)為5kHz/V。二、實驗原理1、調頻信號表達式為：中卜區(qū)儂"-/93=2符/用()號一頻率偏移常數(shù)2、調頻信號的頻譜特

10、征：單頻調制信號包括無窮多頻率分量，在實際應用中，我們運用等效帶寬這個概念。等效帶寬的定義為：包含98%或者99%的已調信號總功率的帶寬，根據(jù)卡松公式有：Bfm定2(Kfm(t)max+fm)三、仿真設計1、流程圖基帶信號m(t)J利用scilab中的、cumsum函數(shù)對基帶信號m(t)進行求累積和，相當于對L其進行積分將累計求和的結果作為瞬時相位偏移，得到已調信號s(t)的表送式，即FM信號傅立葉變換廣作圖(時域圖&頻域圖)<2、實驗結果盼析討論3、結果分析由于max(m(t)=6.4833,信號帶寬fm=1KHz,Kf=5KHz/V,由卡松公式Bfm 制 2(Kf|m(t)|

11、max +fm)，計算得帶寬為66.8320KHZ,與頻域仿真結果基本相符。（事實上，由于調制信號不是單頻信號，卡松公式不滿足）四、程序代碼fs=800;%kHzT=200;N=T*fs;dt=1/fs;t=linspace(-T/2,T/2,N);f=linspace(-fs/2,fs/2,N);fm1=1;%kHzfm2=0.5;%kHzfm3=0.25;%kHzfc=40;%kHzk=5;%kHzmt=sin(2*pi*fm1*t)+2*cos(2*pi*fm2*t)+4*sin(2*pi*fm3*t+pi/3);phi=2*pi*k*cumsum(mt)*dt;FM=cos(2*pi*

12、fc*t+phi);subplot(2,1,1);plot(t,FM);xlabel('時間t(ms)');ylabel('FM');axis(-2,2,-3,3);title('FM波形');gridon;FFM=12f(FM,fs);subplot(2,1,2);plot(f,abs(FFM);xlabel('頻率f(kHz)');ylabel('FFM');axis(-80,80,0,20);title('FM幅頻特性');gridon;實驗十一實驗內容通過仿真測量占空比為50%、75%以及1

13、00%的單、雙極性歸零碼波形以及其功率譜，分析不同占空比對仿真結果的影響。二、實驗原理1、時域特性1.1 二進制單極性歸零碼：17 / 311.2 二進制雙極性歸零碼：b=0,1oa=-L+lfrfr(t1gT(t)=Arect-2、頻域特性（功率譜）：數(shù)字基帶信號s的功率譜密度為:=J：K("*=%=j-pa(/)iGr(/)|：數(shù)字基帶信號s的功率譜密度與隨機序列“”的功率譜特性，（/）以及發(fā)送濾波器的頻率特性Gr（/）有關。在實隨機序列卜”的各符號互不相關時，s的功率譜為上""會認加+分停）H?一三）2.1單極性歸零碼:三、仿真設計1、流程圖：利用設置占空比

14、利用公式作圖randn(1,（分別為P=abs(S1).A2/T（波形M）以及25%、50%、,求樣本信號的&功率邏輯判75%、100%)功率譜密度，然k譜）斷，產生后對各個樣本單（雙）的功率譜密度極性數(shù)求數(shù)學期望，得據(jù)到功率譜密度Jk,JLJk2、實驗結果&分析討論2.1 單極性從上至下依次是占空比為50%、75%、100%。從仿真結果可以看出，單極性歸零碼的頻譜主瓣寬度隨占空比增加而減小，且含有沖激2.2 雙極性從上至下依次是占空比50%、75%、100%。從仿真結果可以看出，隨占空比增加，頻譜主瓣寬度減小，且不含沖激。3、結果分析：3.1 單極性由于單極性碼含有直流分量，

15、所以表現(xiàn)在頻域內為在直流處奇級次諧波處有一個沖激，而其功率譜主瓣寬度隨著占空比的不同而不同，對于50%、75%、100%的占空比的帶寬分別對應為碼元速率B的4倍、2倍、1.33倍和1倍。3.2 雙極性由于雙極性碼不含直流分量，所以沒有單極性碼所具有的直流處和奇次諧波處的沖激，但在帶寬上與單極性碼表現(xiàn)一致。3.3 對比因為很多傳輸線路不能傳送直流分量，而且在誤碼特性上雙極性馬要比單極性碼好很多，故此，一般都優(yōu)先選用雙極性碼。四、程序代碼%通過仿真測量占空比為50%、75%以及100%的單雙極性歸零碼波形及其功率譜，分析不同占空比對仿真結果的影響clearall;xdel(winsid();/關閉

16、所有圖形窗口exec12f.sci;execf2t.sci;L=32;/每個碼元間隔內的采樣點數(shù)N=2A13;/總采樣點數(shù)M=N/L;/總碼元數(shù)Rb=2;/碼元速率Ts=1/Rb;/比特間隔fs=L/Ts;/采樣速率T=N/fs;/截短時間Bs=fs/2;/系統(tǒng)帶寬t=-T/2+0:N-1/fs;/時域采樣點f=-Bs+0:N-1/T;/頻域采樣點L0=input('請輸入占空比(01):')EP=zeros(1,N);ch=input('請選擇要觀察的碼型：1-單極性；其他-雙極性')forloop=1:1000/1000次樣本函數(shù)取平均ifch=1a=(ra

17、nd(1,M)>0.5)+0;/生成單極性序列elsea=sign(rand(1,M)>0.5)-0.5);/生成雙極性序列endtmp=zeros(L,M);/一個碼元的歸零部分取零L1=L*L0;/占空比，求出一個碼元不歸零部分的取樣點數(shù)tmp(1:L1,:)=ones(L1,1)*a;/將一個碼元不歸零部分的取樣點值置為1s=tmp(:)'S=t2f(s,fs);/傅里葉變化P=abs(S)A2/T;/樣本的功率譜密度EP=EP*(1-1/loop)+P/loop;/隨機過程的功率譜是各個樣本的功率譜的數(shù)學期望endxset("window",1)

18、plot(t,s)set(gca(),"grid",1,1)title('時域圖')xlabel('t')ylabel('S(t)')mtlb_axis(-3,3,-1.5,1.5);xset("window",2)plot(f,abs(EP+%eps)set(gca(),"grid",1,1)title('功率譜圖形')xlabel('f')ylabel('功率')mtlb_axis(-35,35,-5,max(EP+%eps);xset

19、("window",3)plot(f,10*log10(EP+%eps)16/31set(gca(),"grid",1,1)title('功率譜圖形(dB)')xlabel('f')ylabel('功率')實驗十二一、實驗內容仿真測量滾降系數(shù)為a=0.25的根升余弦滾降系統(tǒng)的發(fā)送功率譜密度及眼圖二、實驗原理1.理想限帶情況下的最佳基帶傳輸:發(fā)送濾波信道接收濾波白味聲取樣判決nw(t)a的存在，使得傳輸頻帶增加，降低了頻譜利用率。A愈小，波形振蕩起伏愈大，傳輸頻帶擴展?。环粗?，a愈大，波形振蕩起伏愈小，頻帶擴

20、展增大。實際中一般選取a不小于0.2。2、眼圖實際通信系統(tǒng)中，數(shù)字信號經過非理想的傳輸系統(tǒng)產生畸變，總是在不同程度上存在碼間干擾的，系統(tǒng)性能很難進行定量的分析，常常甚至得不到近似結果。而眼圖可以直觀地估價系統(tǒng)碼問干擾和噪聲的影響，是常用的測試手段。眼圖分析中常用結論：(1)最佳取樣時刻應選擇在眼睛張開最大的時刻；(2)眼睛閉合的速率，即眼圖斜邊的斜率，表示系統(tǒng)對定時誤差靈敏的程度，斜邊愈陡，對定位誤差愈敏感；(3)在取樣時刻上，陰影區(qū)的垂直寬度表示最大信號失真量；(4)在取樣時刻上，上下兩陰影區(qū)的間隔垂直距離之半是最小噪聲容限，噪聲瞬時值超過它就有可能發(fā)生錯誤判決；(5)陰影區(qū)與橫軸相交的區(qū)間

21、表示零點位置變動范圍，它對于從信號平均零點位置提取定時信息的解調器有重要影響。三、仿真設計1、流程圖產生M個0、2等概隨機碼4定義升余弦滾降系統(tǒng)系統(tǒng)函數(shù)序列經過升余弦滾降濾波器傅里葉反變換得時域波形作出功率譜和眼圖一2、實驗結果&分析討論發(fā)送功率譜密度：實驗結果：仿真結果與計算公式WuRsO+a"2=2(1+0.25)/2=1.25基本相等。眼圖:Figure：No.2五、程序代碼clearallglobaldttdfNcloseallN=2A14;L=32;M=N/L%采樣點數(shù)%每碼元的采樣點數(shù)%碼元數(shù)Rb=2;Ts=1/Rb;dt=Ts/L;df=1/(N*dt)T=N*

22、dt%碼速率是2Mb/s%碼元間隔%時域采樣間隔%頻域采樣間隔%時域截短時間Bs=N*df/2Na=4;alpha=0.25;t=-T/2+dt/2:dt:T/2;f=-Bs+df/2:df:Bs;%系統(tǒng)帶寬%設示波器掃描寬度為4個碼元%時域橫坐標%頻域橫坐標g1=sin(pi*t/Ts)./(pi*t/Ts);g2=cos(alpha*pi*t/Ts)./(1-(2*alpha*t/Ts).A2);g=g1.*g2；G=t2f(g,df);%升余弦脈沖波形%升余弦脈沖波形的傅氏正變換figure(1)%set(1,'Position',100,50,300,200)設定窗口位

23、置及大小%set(2,'Position',350,50,300,200); % figure(2) hold on%grid xlabel('t in us') ylabel('s(t) in V')EP=zeros(size(f)+eps;%for ii=1:2%a=sign(randn(1,M);imp=zeros(1,N);%imp(L/2:L:N)=a/dt; S=t2f(imp,df).*G;%s=f2t(t2f(imp,df).*G,df);%s=real(s); P=S.*conj(S)/T;%EP=(EP*(ii-1)+P+ep

24、s)/ii;figure(1) plot(f,30+10*log10(EP),'g'); grid axis(-3,+3,-200,200) xlabel('f (MHz)') ylabel('Ps(dBm/MHz)') figure(2)tt=0:dt:Na*L*dt; % for jj=1:Na*L:N-Na*L %Na*L %最后一點的起始點。plot(tt,s(jj:jj+Na*L); % endend%設定窗口位置及大小圖形疊加，即重復掃描力Deps是為了躲零設累計平均的循環(huán)產生沖激序列升余弦信號的傅氏變換升余弦信號的時域波形升余弦信號

25、的功率譜%累計平均設定畫眼圖的坐標的位置是每次畫眼圖的間隔步長，N-Na*L是畫眼圖的畫升余弦信號的眼圖對應累計平均的循環(huán)實現(xiàn)數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)實驗目的：利用編程實現(xiàn)數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)1）畫出發(fā)送端輸入碼序列波形和功率譜、發(fā)送濾波器輸出波形和功率譜2）畫出接收端采樣判決后碼序列波形和功率譜、接收濾波器輸出波形和功率譜3）畫出接收濾波器輸出信號眼圖（在升余弦滾將系數(shù)分別為0、0.5、1的情況下）4）分別畫出升余弦滾將系數(shù)為0、0.5、1,采樣判決點在眼圖最大處的系統(tǒng)的實際誤碼曲線（Pes/n0曲線），并在同坐標系中畫出理論誤碼曲線5）改變采樣點重復1） 4）。作出發(fā)端功率譜圖和眼圖作出收端功率譜、眼

26、圖、判決輸出海形程序代碼:主程序：clearallexec12f.sci;execf2t.sci;execeyes.sci;k=13;N=2”;采樣點數(shù)L=16;/每碼元的采樣點數(shù)M=N/L;/碼元數(shù)Rb=2;/碼速率是2Mb/sTs=1/Rb;碼元間隔dt=Ts/L;時域采樣間隔fs=1/dt;采樣速率df=1/(N*dt);/頻域采樣間隔T=N*dt;截短時間Bs=N*df/2;系統(tǒng)帶寬f=-Bs+df/2:df:Bs;/頻域橫坐標t=-T/2+dt/2:dt:T/2;/時域橫坐標alpha=1;/升余弦滾降系數(shù)Hcos=zeros(1,N);ii=find(abs>(1-alpha

27、)/(2*Ts)&abs(f)<=(1+alpha)/(2*Ts);Hcos(ii尸Ts/2*(1+cos(%pi*Ts/alpha*(abs(f(ii)-(1-alpha)/(2*Ts);ii=find(abs<=(1-alpha)/(2*Ts);Hcos(ii)=Ts;GT=sqrt(Hcos);GR=GT;最佳系統(tǒng)的發(fā)送接收濾波器的傅式變換EPC=zeros(1,N);EPB=zeros(1,N);EP1=zeros(1,N);EP2=zeros(1,N);RECT=ones(L,1);for11=1:20;Eb_N0(11)=(11-1);信噪比eb_n0(11)=

28、10A(Eb_N0(11)/10);Eb=1;n0=Eb/eb_n0(11);/信道的噪聲譜密度sita=n0*Bs;信道中噪聲功率n_err=0;誤碼計數(shù)for1oop=1:100a=sign(rand(1,M,"norma1");tmp1=RECT*a;seq_send=tmp1(:)'發(fā)送端產生序列！S1=t2f(seq_send,fs);P1=abs(S1)A2/T;樣本信號的功率譜密度EP1=EP1*(1-1/1oop)+P1/1oop;/隨機過程的功率譜是各個樣本的功率譜的數(shù)學期望EP11=20+10*1og10(EP1+%eps);sp=zeros(1

29、,N);產生沖激序列sp(1:L:N尸a/dt;SP=t2f(sp,fs);SH=SP.*GT;sh=real(f2t(SH,fs);通過發(fā)送濾波器后的信號！PB=abs(SH).A2/T;/過升余弦后能量譜密度EPB=EPB*(1-1/loop)+PB/loop;/求平均EPBB=20+10*log10(EPB+%eps);nw=sqrt(sita)*rand(1,N,"normal");信道噪聲SY=SH.*GR;sy=real(f2t(SY,fs);r=sy+nw;接收信號R=t2f(r,fs);PC=abs(R).A2/T;EPC=EPC*(1-1/loop)+PC

30、/loop;收端EPCC=20+10*log10(EPC+%eps);sd=r(L/4:L:N);/*取樣！sdp=sign(sd);判決tmp2=RECT*sdp;seq_reci=tmp2(:)'接收端信號！S2=t2f(seq_reci,fs);P2=abs(S2)A2/T;樣本信號的功率譜密度EP2=EP2*(1-1/loop)+P2/loop;EP22=20+10*log10(EP2+%eps);n_err=n_err+length(find(sdp=a);/錯誤累計endPe(l1)=n_err/(M*loop);xset("window",5)plot

31、(Eb_N0,log10(Pe+%eps),'g');/PeEb/N0曲線畫圖xlabel('Eb/N0');ylabel('Pe');title("PeEb/N0曲線)eb_n0=10.A(Eb_N0/10);set(gca(),"auto_clear","off")k=log10(0.5*erfc(sqrt(eb_n0);plot(Eb_N0,k)mtlb_axis(0,15,-3.5,0);xlabel('Eb/N0')ylabel('Pe')legend(&

32、#39;實際的,'理論的');set(gca(),"auto_clear","on")endxset("window",1)subplot(2,2,1)plot(t,seq_send)title("最初產生序列輸出波形")mtlb_axis(0,L,-1.5,1.5)xgridsubplot(2,2,2)plot(t,sh)title("通過發(fā)送濾波器后的信號波形”)xlabel("t(ms)")ylabel("s2(t)(V)")mtlb_axis

33、(0,L,-2.5,2.5)xgridsubplot(2,2,3)plot(t,sy)title("采樣前的彳t號波形")xlabel("t(ms)")ylabel("y(t)(V)")mtlb_axis(0,L,-2,2)xgridsubplot(2,2,4)plot(t,seq_reci)title("判決后輸出序列”)mtlb_axis(0,L,-1.5,1.5)xgridxset("window",2)subplot(2,2,1)plot(f,EP11)xlabel("f/kHz")ylabel("|FMf|/(V/Hz)”)mtlb_axis(-10,10,-20,max(EP11)title("發(fā)送序列頻率譜”)xgridsubplot(2,2,2)plot(f,EPBB)title("發(fā)送濾波器輸出功率譜”)xlabel("f(kHz)”)ylabel("功率譜(W/kHz)")mtlb_axis(-10,10,0,max(EPBB)xgridsubplot(2,2,3)plot(f,EPCC)title("判決后輸出功率譜&quo