單相有源功率因數(shù)校正電路仿真

1、單相有源功率因數(shù)校正電路仿真摘要：傳統(tǒng)的AC-DC變換器的廣泛應(yīng)用對電網(wǎng)產(chǎn)生了大量的諧波污染。有源功率因數(shù)校正技術(shù)(APFC)是抑制諧波電流、提高功率因數(shù)的行之有效的辦法。本文論述了單相功率因數(shù)校正APFC的原理和方法，通過對Boost型滯環(huán)控制的DC-DC變換器采用Matlab進(jìn)行仿真，獲得了最后校正的功率因數(shù)結(jié)果，說明這種PFC方案的能獲得良好的效果，適用于多種場合。關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正，Boost電路，滯環(huán)控制1 緒論功率因數(shù)指的是有效功率與總耗電量（視在功率）之間的關(guān)系。功率因數(shù)可以衡量電力被有效利用的程度，當(dāng)功率因數(shù)值越大，代表其電能利用率越高。交換式電源供電器上的功率因數(shù)校正器

2、的運作原理是通過控制調(diào)整交流電電流輸入波形，使其與直流電電壓波形盡可能一致，讓功率因數(shù)趨近于1.折對于電力需求量達(dá)到某一個水平的電子設(shè)備而言是很重要的，否則，電力設(shè)備系統(tǒng)消耗的電能可能超出其規(guī)格，極可能干擾同系統(tǒng)的其他電子設(shè)備。2 功率因數(shù)的定義和校正原理根據(jù)電工學(xué)的基本理論功率因數(shù)（PF）的定義：交流輸入有功功率（P）與視在功率（S）的比值，用公式表示為： (1)式中：表示輸入基波電流有效值；表示基波電壓與基波電流之間的位移因數(shù)；表示輸入電流畸變因數(shù)；表示輸入電流有效值。可見PF由電流畸變因數(shù)和位移因數(shù)決定，小表示用電設(shè)備的功率大，在有功功率不變的情況下實在功率增加，線路總電流增大，線路傳輸

3、壓降也將增大，倒是電氣設(shè)備容量增加，利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大，嚴(yán)重影響電網(wǎng)的供電質(zhì)量，變化快時甚至可以導(dǎo)致電網(wǎng)崩潰。輸入電流即便因數(shù)值低，表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網(wǎng)造成污染，使用電設(shè)備產(chǎn)生機械振動、噪聲、過電壓，損壞電子設(shè)備。在實際的電能運用和傳輸中，最主要的危害是電流的畸變引起的諧波而污染電網(wǎng)，因此，可以說諧波的抑制電路即為功率因數(shù)校正電路。不良的功率因數(shù)主要發(fā)生在整流電路中，特別是開關(guān)整流電路。在整流電路中，AC/DC前端通常有橋式整流器和大容量濾波器組成，如圖1(a)，其濾波電容的設(shè)置使輸出電壓平滑。但是，對電流來說，只有當(dāng)線路的峰值電壓大于濾波電容兩

4、端的電壓時，整流元件中才有電流流過。這樣就使電流呈現(xiàn)尖脈沖形式，如圖1(b)，這種尖脈沖波中含有大量的高次諧波。圖1 常用整流橋結(jié)構(gòu)與電力電壓波形3 功率因數(shù)校正器拓?fù)浼翱刂撇呗怨β室驍?shù)校正電路的研究主要包括兩方面的內(nèi)容，一是電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析，二是控制策略的研究。3.1 功率因數(shù)校正器典型電路結(jié)構(gòu)從原理上說，任何一種DC/DC變換器拓?fù)涠伎梢宰鳛镻FC主電路。DC/DC變換器包括降壓式(Buck)變換器、升壓式(Boost)變換器、升降壓(Buck-Boost)變換器、Cuk變換器、反激式(Flyback)變換器等。從電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上看，Buck電路和Boost電路是最基本的兩種變換器，其余變

5、換器都是由這兩種基本結(jié)構(gòu)演化而來。3.2 功率因數(shù)校正器控制策略電力電子電路的六種基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都可以構(gòu)成PFC，由于Boost電路優(yōu)點獨特，在實際應(yīng)用中最為廣泛。功率因數(shù)校正器的控制策略按輸入電感電流是否連續(xù)，可分為電流連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)和電流不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，以及介入其中的電流臨界模式(BCM)。有的電路還根據(jù)負(fù)載功率的大小使得變換器在DCM和CCM模式之間相互轉(zhuǎn)換，成為混聯(lián)模式(MCM)。3.2.1 DCM控制策略DCM控制又稱為電壓跟蹤法，是功率因數(shù)校正控制中一種簡單實用的方法，應(yīng)用較為廣泛。它不需要檢測輸入電壓和輸入電流，功率開關(guān)管就以一定的占空比使輸入電流按正弦規(guī)律變化。

6、概括起來，DCM控制模式的特點有：1) 控制電路簡單，現(xiàn)有開關(guān)電源PWM控制用集成電路均可作為電壓跟隨型PFC電路的控制器；2) 輸入電流自動跟蹤輸入電壓相位，且具有較小的電流畸變率；3) 功率開關(guān)管能實現(xiàn)零電流開通，且不許承受二極管的反向恢復(fù)電流；4) 有較大輸入輸出電流紋波，要求高性能濾波電路；5) 平均電流遠(yuǎn)低于峰值電流而導(dǎo)致期間需承受較大的應(yīng)力；6) 單相PFC功率一般小于200W，三相PFC功率一般小于10Kw。(1) 恒頻控制圖2為Boost電路的DCM控制原理圖。恒頻控制的功率開關(guān)管的頻率保持恒定，工作原理是當(dāng)輸入電壓的有效值與輸出功率恒定時，通過電壓環(huán)可以保證占空比恒定，從而使

7、得輸入電流峰值與輸入電壓成正比，達(dá)到輸入電流波形自動跟隨輸入電壓波形，實現(xiàn)功率校正的目的。為了確保穩(wěn)態(tài)時輸出占空比在半個工頻周期保持不變，E/A取10-20Hz。恒頻控制時開關(guān)周期恒定，因此電感電流并不連續(xù)。如圖2所示電感電流在一個周期內(nèi)的平均值為： (2)式中：為整流后的電壓； 為功率開關(guān)管VS的導(dǎo)通時間； 為二極管VD的續(xù)流時間； 為開關(guān)周期。圖2 Boost電路DCM控制原理圖若式(2)中二極管的續(xù)流時間保持恒定，則DC/DC變換器輸入側(cè)可效為一個阻性負(fù)載，從而使得整流器交流側(cè)電壓電流同相位。但實際上，在半個工頻周期內(nèi)電感電流下降時間愛你并不恒定，導(dǎo)致輸入平均電流發(fā)生畸變，此控制方式具有

8、控制電路簡單，功率因數(shù)的理想值不能達(dá)到1的特點，若想輸入電流畸變程度變小，則輸出電壓與輸入電壓峰值的比值就應(yīng)增加。(2) 變頻控制對于式(2)，假設(shè)，則輸入平均電流即電感電流在一個周期內(nèi)的平均值為： (3)由式(3)可知，只與功率開關(guān)管的導(dǎo)通時間有關(guān)，若保持導(dǎo)通時間恒定，則理論上可認(rèn)為輸入電流無畸變，這就是恒頻控制的原理。此控制方式雖然占空比和開關(guān)周期均布恒定，但當(dāng)輸入電壓的有效值與輸出功率恒定時，功率開關(guān)管的導(dǎo)通時間可保持恒定，因而占空比也是變化的，從而使得輸入電流具有大量的高頻紋波分量，因而增加了EMI濾波的設(shè)計難度。3.2.2 CCM控制策略CCM控制策略有直接電流控制和堅決誒電流控制之

9、分。CCM控制策略相對于DCM控制策略來說，其優(yōu)點是：1) 輸出和輸入電流紋波小、濾波容易；2) RMS電流小，器件導(dǎo)通損耗小；3) 適用于大功率場合。(1) 直接電流控制直接電流控制來源于DC/DC變換器的電流控制模式。其工作原理是將輸出電壓誤差信號與輸入電壓信號相乘，得到電流控制器的電流給定信號，電流控制器控制輸入電流按此信號變化，從而實現(xiàn)輸入電流與輸入電壓同相位。由于其控制結(jié)構(gòu)中含有乘法器，因此也叫乘法控制器，是目前應(yīng)用最多的控制方式之一。直接電流控制以檢測到的整流器輸入電流作為其反饋和被控量，因而具有系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)快、電流控制精度高、限流容易等優(yōu)點。其缺點是需要寬頻帶的電流傳感器來檢測輸

10、入電流而導(dǎo)致成本過高。同時乘法器的非線性失真增加了輸入電流的諧波含量。由于輸入電流總帶有一些開關(guān)頻率文博的，因此必須據(jù)頂反饋哪一個電流，根據(jù)控制結(jié)構(gòu)中檢測電流的不同，直接電流控制可分為峰值電流控制、平均電流控制、滯環(huán)電流控制三種控制方式。這三種方法的基本特點如表1所示。表1 三種控制方式基本特點控制方法檢測電流開關(guān)頻率工作模式使用拓?fù)鋵υ肼晜渥⒎逯惦娏鏖_關(guān)電流恒定CCMBoost敏感需斜坡補償滯環(huán)電流電感電流變頻CCMBoost敏感需邏輯控制平均電流電感電流恒定任意任意不敏感需電流誤差放大(2) 間接電流控制間接電流控制又稱為幅值相位控制，是一種基于工頻穩(wěn)態(tài)的控制方法，其基本思想是通過控制整流

11、器輸入電壓基波的相位和幅值來間接的控制輸入電感電流。間接電流控制具有結(jié)構(gòu)簡單，開關(guān)機理清晰的優(yōu)點，但也存在如下缺點：1) 需外加過流保護電路來彌補自身無限流功能的缺陷；2) 系統(tǒng)電流從一穩(wěn)態(tài)到另一穩(wěn)態(tài)過渡時會出現(xiàn)直流分量；3) 系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)慢。4 有源功率校正電路的工作原理有源功率因數(shù)校正（Active Power Factor Correction，APFC）電路，是指在傳統(tǒng)的不控整流中融入有源器件，使得交流側(cè)電流在一定程度上正弦化，從而減少裝置的非線性、改善功率因數(shù)的一種高頻整流電路。基本的單相APFC電路在單相橋式不可控整流器和負(fù)載電阻之間增加了一個DC-DC功率變換電路，通常采用Boo

12、st電路。通過適當(dāng)?shù)目刂艬oost電路中開關(guān)管的通斷，將整流器的輸入電流校正成為與電網(wǎng)電壓同相位的正弦波，消除諧波和無功電流，將電網(wǎng)功率因數(shù)提高到近似為1。其電路原理圖如圖3所示。圖3 APFC電路原理圖假定開關(guān)頻率足夠高，保證電感的電流連續(xù)；輸出電容足夠大，輸出電壓可認(rèn)為是恒定直流電壓。電網(wǎng)電壓為理想正弦，即，則不可控整流橋的輸出電壓為正弦半波，。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，對電感充電，電感電流增加，電容向負(fù)載放電；當(dāng)關(guān)斷，二極管導(dǎo)通時，電感兩端電壓反向，和對電容充電，電感電流減小。電感電流滿足下式： (4)通過控制的通斷，即調(diào)節(jié)占空比，可以控制電感電流。若能控制近似為正弦半波電流，且與同相位，則整流橋

13、交流側(cè)電流也近似為正弦電流，且與電網(wǎng)電壓同相位，即可達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。為此需要引入閉環(huán)控制?？刂破鞅仨殞崿F(xiàn)以下兩個要求：一是實現(xiàn)輸出直流電壓的調(diào)節(jié)，使其達(dá)到給定值，而是保證網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且功率因數(shù)為1。即在穩(wěn)定輸出電壓的情況下，使電感電流與波形相同。采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的單相APFC雙閉環(huán)控制原理如圖4所示。圖4 APFC控制框圖電壓外環(huán)的任務(wù)是得到可以實現(xiàn)控制目標(biāo)的電感電流指令值。給定輸出電壓減去測量到的實際輸出電壓的差值，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后輸出電感電流的幅值指令。測量到的整流橋出口電壓除以其幅值后，可以得到表示波形的量，為幅值為1的正弦半波，相位與相同。與相乘，便可以得到電感電流的指

14、令值。為與同相位的正弦半波電流，其幅值可控制直流電壓的大小。電流內(nèi)環(huán)的任務(wù)是通過控制開關(guān)管的通斷，使實際的電感電流跟蹤其指令值。本文采用置換電流控制方法。根據(jù)電感電流的公式，當(dāng)導(dǎo)通時電感電流增大，而當(dāng)關(guān)斷時電感電流減小。令減去，若差值大于規(guī)定的上限，則令導(dǎo)通，以增大；若差值小于規(guī)定的下限（<0），則令關(guān)斷，以減小。通過滯環(huán)控制，可以保證實際的電感電流在其指令值附近波動，波動的大小與滯環(huán)寬度有關(guān)，即與設(shè)定的和有關(guān)。5單相有源功率因數(shù)校正電路仿真5.1 建立仿真模型在Matlab/Simulink中建立采用Boost電路的單相有源功率因數(shù)校正電路的仿真模型，如圖4所示。圖5 APFC仿真模型

15、圖5的仿真模型中Mosfet和Diode模塊來自SimPowerSystemPower Electronics模型庫中。直流電壓指令值為400V，采用SimulinkSources模型庫中的costant實現(xiàn)?！癙ID Controller”模塊在Simulink ExtrasAdditional Liner模型庫中，參數(shù)設(shè)置如圖5所示。滯環(huán)比較器采用SimulinkDiscontinuities模型庫中的“Relay”模塊。滯環(huán)寬度設(shè)為-1,1，即Relay中的Switch on point為1，Switch off point 為-1。參數(shù)設(shè)置如圖7所示。圖6 PID模塊參數(shù)設(shè)置圖7 Re

16、lay模塊參數(shù)設(shè)置輸入電壓有效值為220V，頻率50Hz；輸出直流電壓指令為400V；電感=6mH；電容=320uF；負(fù)載電阻=160；在二極管整流橋中，；開關(guān)管采用MOSFET， ，；Boost電路中二極管參數(shù)，。5.2 仿真結(jié)果分析利用powergui將仿真設(shè)置為離散模型，=1e-6。將仿真參數(shù)的Start time 設(shè)置為0，stop time設(shè)置為0.5。其他為默認(rèn)參數(shù)。啟動仿真程序進(jìn)行仿真。直流電壓波形如圖8所示。直流電壓的平均值為400.1V。如圖9所示，基本滿足控制器實現(xiàn)輸出直流電壓調(diào)節(jié)的要求。從圖7中可以看出，直流側(cè)電壓值隨時間波動，對其進(jìn)行FFT分析，如圖10和圖11所示，克

17、制直流電壓波動周期為0.01ms，頻率為工頻的兩倍。圖8 直流電壓波形圖9 直流電壓平均值這是由單相電路的瞬時功率波動引起的。記錄與波形、與波形分別如圖12和圖13示，兩圖中的右上角圖形皆為局部波形放大圖。從圖12中可以看出電流和電壓是同相位的，即功率因數(shù)基本為1。也可以從圖10中Fourier模塊的相角得出電流與電壓同相位。從圖14穩(wěn)態(tài)值的相角可以看出電流和電壓基本同相位。這滿足控制器實現(xiàn)網(wǎng)測電流正弦化，且功率因數(shù)為1的要求，從而達(dá)到了APFC的目的。交流側(cè)THD及基波功率的計算如圖15。的=0.1379，=1063，=-19.82。圖10 FFT分析參數(shù)設(shè)置對話框及分析結(jié)果圖11 FFT分

18、析結(jié)果圖12 與波形圖13 與波形圖14 電流、電壓基波相角圖15 Discrete Active & Reactive Power模塊測量值則由以下公式 (4) (5)可計算出總的功率因數(shù) (6)將滯環(huán)寬度改為-0.5 0.5后進(jìn)行仿真。對比兩種滯環(huán)寬度下的交流側(cè)電流，經(jīng)放大后可以看出電流紋波更小了。如圖16所示。圖16 滯環(huán)寬度改變后波形功率因數(shù)計算：，=1066，=-22.15 (7) (8) (9)可見，滯環(huán)寬度為-0.5 0.5后，功率因數(shù)提高了，更接近于1.這是因為滯環(huán)寬度變小后，就意味著流過電感的電流在其指令值附近的波動的范圍更小了，這樣就使諧波電流得到了抑制。值變小，導(dǎo)致值增大，從而使功率因數(shù)增大。功率因數(shù)的提高和交流側(cè)的諧波減小，對于交流電網(wǎng)來說能使干擾變小。圖17 滯環(huán)寬度為-0.5 0.5時的實驗數(shù)據(jù)5.3 對系統(tǒng)進(jìn)行分析Matlab提供了線性時不變系統(tǒng)仿真的圖形工具LTI Viewer，用LTI Viewer可以方便的獲得階躍