基于載波移相并聯(lián)的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器控制策略

1、第29卷 第21期 中 國 電 機(jī) 工 程 學(xué) 報(bào) Vol.29 No.21 Jul. 25, 2009 8 2009年7月25日 Proceedings of the CSEE ©2009 Chin.Soc.for Elec.Eng. (2009) 21-0008-06 中圖分類號(hào)：TM 315；TM 464 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 學(xué)科分類號(hào)：47040 文章編號(hào)：0258-8013基于載波移相并聯(lián)的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器控制策略楊恩星，仇志凌，陳國柱，呂征宇(浙江大學(xué)電氣學(xué)院，浙江省 杭州市 310027)Control Strategy for Direct-drive Wind G

2、eneration Grid Side ConverterBased on Carrier Phase Shifting ParallelYANG En-xing, QIU Zhi-ling, CHEN Guo-zhu, LÜ Zheng-yu(College of Electrical Engineering, Zhejiang University, Hangzhou 310027, Zhejiang Province, China)ABSTRACT: Direct-drive wind generation system needs full-scale power conve

3、rters，the grid side one of which requires low output total harmonic distortion, broad grid voltage working range, high reliability and fast dynamic response. However, converters adopting single unit power semiconductor cannot meet system requirements due to low switching frequency and high power dis

4、sipation of recent power semiconductor devices. A converter based on the carrier phase shifting parallel technology was adopted. It improved system performance by enhancing system redundancy, heightening equivalent switching frequency and sampling frequency controlled by output current, reducing vol

5、tage drop on output filtering inductor and implementing a faster dynamic response. Aiming for the problem of circulating current, a novel control strategy that inserted a circulating control loop in addition to the total output current loop and thus significantly suppressed circulating current while

6、 ameliorates system dynamic performance was proposed based on analysis of the equivalent mathematical system model. Simulation and experimental results indicate that the control strategy is feasible and effective.KEY WORDS: carrier phase shifting parallel; circulation current; power converter; direc

7、t-drive wind generation 摘要：直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電變流器需要全功率變流器，其網(wǎng)側(cè)變流器設(shè)計(jì)要求低諧波輸出、寬電壓工作范圍、高可靠性及快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。受現(xiàn)有功率器件及其開關(guān)頻率、發(fā)熱等條件制約，采用單模塊的變流器難以滿足系統(tǒng)要求，因此采用載波移相并聯(lián)作為并網(wǎng)變流器，使系統(tǒng)冗余性增強(qiáng)、輸出電流控制的等效開關(guān)頻率和采樣頻率都得到了提高，輸出濾波基金項(xiàng)目：新世紀(jì)優(yōu)秀人才支持計(jì)劃項(xiàng)目(NCET-06-0512)。電感的壓降減小，提高了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。針對(duì)載波移相并聯(lián)變流器的環(huán)流問題，通過對(duì)載波移相并聯(lián)系統(tǒng)環(huán)流數(shù)學(xué)模型的分析，提出了一種可以有效抑制環(huán)流同時(shí)改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的總電流輸出

8、外環(huán)加環(huán)流控制環(huán)的控制策略。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制方案的可行性和有效性。 關(guān)鍵詞：載波相移；環(huán)流；變流器；直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電0 引言直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電以不需要易損壞難于維護(hù)的齒輪箱得到了越來越多的關(guān)注，其變流器容量要求和發(fā)電機(jī)功率相當(dāng)。在當(dāng)前應(yīng)用較多的690 V系統(tǒng)中，變流器輸出電流很大，在濾波電感上會(huì)產(chǎn)生較大的基波壓降，對(duì)直流母線電壓要求較高。若采用單模塊系統(tǒng)，由于當(dāng)前大功率器件開關(guān)頻率較低，很難在滿足較小的輸出濾波電感壓降即較小濾波電感值的同時(shí)又有較高的開關(guān)紋波衰減；同時(shí)，在數(shù)字控制中，開關(guān)頻率低則相應(yīng)的采樣頻率也隨之降低，采樣對(duì)系統(tǒng)引入了較大的延時(shí)，這不但會(huì)降低系統(tǒng)帶寬，甚至?xí)斐上到y(tǒng)難于穩(wěn)定

9、。采用變流器并聯(lián)可以解決上述問題1-18。并聯(lián)變流器可分為變流器直接并聯(lián)和隔離并聯(lián)。文獻(xiàn)1提出了直流母線或變流器交流輸出端隔離并聯(lián)的方式，使其不能形成環(huán)流通路，有效解決了環(huán)流問題，但模塊間需要隔離，體積大，應(yīng)用領(lǐng)域受到一定限制。在變流器直接并聯(lián)的方式中，并聯(lián)模塊的載波可通過移相調(diào)制提高等效輸出開關(guān)頻率，各并聯(lián)模塊可采用較低的開關(guān)頻率，總電流輸出的開關(guān)紋波頻譜分布在并聯(lián)模塊開關(guān)紋波n(并聯(lián)模塊數(shù))倍的頻帶內(nèi)，等效開關(guān)頻率得到n倍提高。在滿足第21期 楊恩星等： 基于載波移相并聯(lián)的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器控制策略 9諧波含量要求的條件下，濾波電感的尺寸和電感上的基波壓降明顯減小。由于采用載波移相調(diào)制

10、，系統(tǒng)等效采樣頻率也可以得到提高，有利于改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)定性。文獻(xiàn)3-4指出載波移相并聯(lián)對(duì)直流側(cè)電容紋波電流要求降低，減少了直流母線電容的用量，但基于載波移相調(diào)制的直接并聯(lián)方式低頻環(huán)流問題比較突出，若能有效抑制低頻環(huán)流，該種并聯(lián)方式具有較高的工程應(yīng)用價(jià)值。本文采用載波移相模塊直接并聯(lián)的方式，在深入分析載波移相并聯(lián)變流器環(huán)流模型的基礎(chǔ)上，采取了總電流輸出外環(huán)加環(huán)流控制環(huán)的控制策略，分析了此種控制方式的特點(diǎn)，并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。流會(huì)嚴(yán)重影響系統(tǒng)可靠性。2 并網(wǎng)并聯(lián)變流器及環(huán)流模型2.1 并網(wǎng)變流器等效模型本文采用反饋LCL濾波器網(wǎng)側(cè)電流，把并聯(lián)變流器看作單個(gè)變流器單元控制，其單相等效電路如

11、圖2所示，圖中Le、Re、ue分別為并聯(lián)變流器側(cè)的等效電感、電阻、變流器輸出電壓。其狀態(tài)方程為dieabcLedt=ucabcieabcReueabcducabc=igabcieabc (1) CdtdigabcLg=usabcucabcdtLg1 系統(tǒng)配置低速永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)如圖1(a)所示，由低速永磁發(fā)電機(jī)和雙脈寬調(diào)制變流器組成。圖1(b)為網(wǎng)側(cè)變流器結(jié)構(gòu)，由n個(gè)三相單元(B1,Bn，n=1,2，具體并聯(lián)數(shù)由系統(tǒng)容量和冗余數(shù)決定)變流器組成。每個(gè)單元交流側(cè)串有電感Li和等效電阻Ri(i=1,2,n)，理想情況下各模塊的Li、Ri具有相同的值。變流器單元在串聯(lián)電感后并聯(lián)在一起，然后通過電

12、感Lg和電容C接入電網(wǎng)。n個(gè)模塊共用一個(gè)直流母線，并受同一個(gè)控制器控制，相鄰模塊間的三角載波信號(hào)依次移相Tc/n三角載波周期，Tc是三角載波周期?？傒敵鲭娏鞯牡刃ч_關(guān)頻率是單個(gè)模塊開關(guān)頻率的n倍3。載波移相并聯(lián)模塊間存在較大的環(huán)流，若模塊間系統(tǒng)參數(shù)離散和控制信號(hào)含有零序分量等，會(huì)產(chǎn)生低頻環(huán)流，低頻環(huán)圖2 系統(tǒng)單相等效模型Fig. 2 Equivalent model of the system將網(wǎng)側(cè)電流變換到同步坐標(biāo)系：digdq11=j0igdq+usdqucdq (2) dtLgLg式中：ucabc電容端電壓；ieabc為并聯(lián)變流器側(cè)等效輸出電流；usabc為電網(wǎng)電壓。此數(shù)學(xué)模型是網(wǎng)側(cè)變流

13、器等效模型，該模型中沒有包含模塊間環(huán)流信息，因此不能通過網(wǎng)側(cè)電流反饋實(shí)現(xiàn)抑制環(huán)流的目標(biāo)。 2.2 環(huán)流模型圖3為變流器載波移相并聯(lián)系統(tǒng)，可控半導(dǎo)體器件用一個(gè)理想開關(guān)來表示，系統(tǒng)輸出阻抗的差異等效到并聯(lián)阻抗上，uaj、ubj、ucj(j=1,2,n)為第j個(gè)變流器單元的三相輸出電壓，usa、usb、usc為電網(wǎng)電壓。(a) 低速永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)UUUucO(b) 網(wǎng)側(cè)變流器圖3 三相載波移相并聯(lián)系統(tǒng)Fig. 3 Three-phase carrier phase shifting parallel converter圖1 系統(tǒng)配置 Fig. 1 System configuration由圖3

14、，根據(jù)基爾霍夫電壓定律得到第1個(gè)三相模塊的數(shù)學(xué)模型方程：10 中 國 電 機(jī) 工 程 學(xué) 報(bào) 第29卷digadia1+=usa(ua1+uNO)LRiL11a1gdtdtdigbdib1+R1ib1+Lg=usb(ub1+uNO) (3) L1dtdtdidigc=usc(uc1+uNO)L1c1+R1ic1+Lgdtdt其它模塊的數(shù)學(xué)模型與式(3)相同。以a相為例由式(3)可得到各并聯(lián)模塊a相的數(shù)學(xué)方程：(DL1+R1)ia1=usa(ua1+uNO)DLgiga(DL2+R2)ia2=usa(ua2+uNO)DLgiga(4) (DL+R)i=u(u+u)DLinnansaanNOgga

15、式中D=d/dt為微分算子。令Zj=DLj+Rj(j=1,2,n)，得到并聯(lián)模塊a相電流的數(shù)學(xué)方程矩陣表達(dá)式：0ua1ia11/Z10uZ01/0ia22=a2+ 01/Znian0uan01/Z1001/Z02(uupLi) (5) NOggasa Z001/n以并聯(lián)變流器數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ)分析環(huán)流動(dòng)態(tài)模型。圖4所示的n個(gè)模塊并聯(lián)，其中以第1個(gè)模塊環(huán)流為例可得B1、B2間的環(huán)流為ik12c(k=a,b,c)，B1、B3之間環(huán)流為ik13c，依次類推，B1、Bn間環(huán)流為ik1nc，則第1個(gè)模塊一相的總環(huán)流為ik1c=ik12c+ik13c+ +ik1nc (6)相第i個(gè)模塊的相電流。以a相為例，得

16、到每個(gè)模塊的環(huán)流表達(dá)式：ia1c=(ia1ia2+ia1ia3+ +ia1ian)/nia2c=(ia2ia1+ia2ia3+ +ia2ian)/n(9) ianc=(iania1+iania3+ +ianian1)/n由式(5)、(9)得每個(gè)橋臂的環(huán)流表達(dá)式：uukj1n11ikjc=(ki)+(uskuNODLgigk)(10)ni=1,j=1,ijZiZjZjZi若各模塊間輸出阻抗無差異，則環(huán)流可表示為n1ikjc=(ukiukj)/n (11)Zi=1,j=1,ij為保留高頻環(huán)流信息，取變流器一個(gè)模塊輸出相電壓 ukj 的雙重傅里葉級(jí)數(shù)3為MUdcsin(ft0)+C(m,n)ukj=

17、2m=1n=cosm(ct+cj)+n(ft+0) (12)圖4 模塊間的環(huán)流Fig. 4 Definition of circulation currentmM)2Udcm+nsin(式中：C(m,n)=)；Udc2m為直流母線電壓；M為調(diào)制比；f為基波頻率；0為基波初相角；m為載波頻率倍數(shù)；n為基波倍數(shù)；Jn為貝塞爾函數(shù)。定義第j個(gè)橋臂的三角波初相角為2c(j+1)=cj+ (13)n由式(11)(13)得，當(dāng)控制信號(hào)和系統(tǒng)參數(shù)嚴(yán)格一致時(shí)ukj的低頻部分都相同，無低頻諧波環(huán)流，但會(huì)有零矢量導(dǎo)致的零序環(huán)流。式(12)中第2項(xiàng)是三角載波及其邊頻高頻分量，高頻分量部分的相位由式(13)可知其載波

18、初相角不同，并聯(lián)橋臂的高頻分量有相位差，會(huì)產(chǎn)生較大的高頻紋波環(huán)流，此部分環(huán)流也是載波移相消諧機(jī)制3-4。相電壓的平均值表達(dá)式為ukj=dkjUdc (14)Jn(式中dkj為占空比。當(dāng)并聯(lián)相由于器件和控制系統(tǒng)的離散性導(dǎo)致的占空比不同、輸出阻抗不匹配等不一致因素存在時(shí)，由式(10)、(14)可知除了零序環(huán)流外還會(huì)產(chǎn)生低頻諧波環(huán)流，此部分環(huán)流較難準(zhǔn)確預(yù)知。高頻諧波環(huán)流由于可通過增加環(huán)流阻抗即增大并聯(lián)電感加以控制，但低頻環(huán)流頻率低，增大并聯(lián)電感無法有效增大環(huán)流阻抗，并且對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定工作影響較大，因此需要切實(shí)有效的方法抑制低頻環(huán)流，同時(shí)方便系統(tǒng)的模塊化和易于并聯(lián)。其它模塊可依次類推，得環(huán)流的通用表達(dá)式：

19、ikjc=ikj1c+ikj2c+ +ikjic+ +ikjnc (7) 式中：ka,b,c；j1,2,n，i1,2,n，且ij。當(dāng)并聯(lián)模塊相同等級(jí)時(shí)，式中2個(gè)橋臂間的環(huán)流13可表示為ikjic=(ikjiki)/n (8) 式中：ikj為第k相第j個(gè)模塊的相電流；iki為第k第21期 楊恩星等： 基于載波移相并聯(lián)的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器控制策略 113 并網(wǎng)并聯(lián)變流器控制策略由系統(tǒng)等效數(shù)學(xué)模型得圖5(a)所示控制框圖，其外部控制環(huán)(即不包括環(huán)流控制環(huán))檢測(cè)輸出濾波器網(wǎng)側(cè)電流igabc，經(jīng)同步坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)變換到同步坐標(biāo)*系igd、igq。igd、igq和參考電流igd、igq比較，差值式中：C32

20、是克拉克變換矩陣；C為派克變換矩陣第j個(gè)變流器的電流，在基波同步坐標(biāo)系下分解成dj、i qj的疊加，可表 直流分量dj、qj和交流分量i示為式(16)，直流分量是基波正序電流，交流量是負(fù)序或其它諧波成分。djidjdj+i (16) = iqjqj+iqj通過一個(gè)低通濾波器把交流分量濾除，可得到基波正序分量，通過派克逆變換把基波正序分量 dj、qj變換到三相靜止坐標(biāo)系iafj、ibfj、icfj，得：經(jīng)調(diào)節(jié)器反變換再經(jīng)移相的三角波調(diào)制控制變流器運(yùn)行。此種把并聯(lián)變流器看作單個(gè)變流器的控制方式雖然可獲得較高的等效開關(guān)頻率和采樣頻率，但沒有把環(huán)流信息包含進(jìn)控制環(huán)，無法對(duì)其進(jìn)行抑制。由2.2節(jié)的環(huán)流數(shù)

21、學(xué)模型分析可見，環(huán)流是在模塊間流通的，包括零序、負(fù)序和其它諧波環(huán)流。本文基于將把零序、負(fù)序和諧波環(huán)流提取出來，為每個(gè)變流器設(shè)計(jì)一個(gè)獨(dú)立的環(huán)流控制環(huán)。iafj1djibfj=C23C (17)qjicfj式中C23和C1分別為克拉克和派克逆變換矩陣。用iaj、ibj、icj減去反變換出來的基波正序分量iafj、ibfj、icfj得到環(huán)流分量iajc、ibjc、icjc，以零作為參考量對(duì)環(huán)流反饋進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)的輸出iPiaj、iPibj、iPIcj疊加上三相總電流的反饋PI調(diào)節(jié)量控制變流器運(yùn)行，環(huán)流檢測(cè)控制框圖如圖5(b)所示。設(shè)并聯(lián)模塊數(shù)n=3，每個(gè)單元的開關(guān)頻率為 3 kHz，相鄰模塊

22、載波移相為2/3，則總的輸出電流諧波頻帶在9 kHz及其整數(shù)倍處。圖5(c)為假設(shè)3個(gè)模塊并聯(lián)時(shí)各模塊的載波信號(hào)，其中梯形波是調(diào)制信號(hào)即采樣信號(hào)。第1個(gè)變換器模塊的數(shù)據(jù)采樣在第3個(gè)變換器載波的頂端或者底端。變換器B1的調(diào)制信號(hào)在其載波信號(hào)的頂端或者底端加載，其它變換器單元依次類推。相較于單個(gè)模塊系統(tǒng)，載波移相并聯(lián)在一定程度上提高了等效采樣頻率，采樣頻率的提高對(duì)提高系統(tǒng)的帶寬和穩(wěn)定性是有益的，數(shù)字控制器的性能也更接近模擬系統(tǒng)。并且，由于低頻環(huán)流和總的有功電流輸出獨(dú)立控制。低頻環(huán)流控制環(huán)對(duì)系統(tǒng)輸出的動(dòng)態(tài)性能影響較小，低頻環(huán)流控制環(huán)的獨(dú)立設(shè)計(jì)也有效改善了其控制性能。另外，因?yàn)楦鱾€(gè)模塊間的環(huán)流之和為零

23、，n+1個(gè)模塊實(shí)際上只需要n個(gè)環(huán)流控制環(huán)。基于模塊化考慮本文系統(tǒng)各個(gè)模塊是完全相同對(duì)等的，每個(gè)模塊都有環(huán)流控制環(huán)，以易于模塊的替換和擴(kuò)展。仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證所提方法的可行性。(a) 系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)(b) 環(huán)流檢測(cè)B1, B2, B采樣參考 參考 載波 k圖5 提出的環(huán)流控制策略Fig. 5 Proposed circulation current control scheme將一個(gè)三相模塊的三相輸出電流iaj、ibj、icj從三相靜止坐標(biāo)系變換到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系idj、iqj，得：iajidj=C32Cibj (15) iiqjcj4 仿真和試驗(yàn)結(jié)果本文在低速永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電變流器模型上進(jìn)行了試驗(yàn)，其

24、中變流器均流電感L1=0.8 mH，直12 中 國 電 機(jī) 工 程 學(xué) 報(bào) 第29卷流側(cè)電容為4 mF，開關(guān)頻率5 kHz，系統(tǒng)電壓為 380 V。以2個(gè)模塊并聯(lián)為基礎(chǔ)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。 圖6為只對(duì)并聯(lián)點(diǎn)后總輸出電流進(jìn)行控制的模塊B1的輸出電流試驗(yàn)波形。由圖6(a)可見，沒有環(huán)流控制時(shí)三相電流不對(duì)稱且含有低頻環(huán)流分量。 圖6(c)是為了更清楚地看到低頻不均流而把高頻紋波濾掉，可見不均流是很明顯的。由圖6(d)中并聯(lián)點(diǎn)后a相的電流輸出ia及其傅里葉分析可以看到，總的輸出電流諧波含量很低，只含有10 kHz倍數(shù)次諧波，是單個(gè)模塊開關(guān)紋波的2倍；由模塊B1的a相電流ia及其傅里葉分析波形可知，電流中含

25、有 5 kHz的倍數(shù)次諧波，由此可見載波移相并聯(lián)提高了系統(tǒng)的等效開關(guān)頻率。圖7為采用本文提出的控制策略即加入環(huán)流控制后的仿真和試驗(yàn)波形。圖7(a)、(b)是加入環(huán)流控制策略后的模塊B1三相輸出電流波形，可以看到不平衡的三相電流波形得到了很好的控制；圖7(c)、(d)為模塊B1的a相電流ia1和模塊B2的a相電流ia2加入環(huán)流控制后的波形，可見2個(gè)模塊的同相電流得到很好地均流。100i/Ai(5 A/格)100t/s(a) 有環(huán)流控制B1三相電流仿真波形iaib ict(10ms/格)(a) 模型B1的三相輸出電流i(5 A/格)ia1i(5 A/格)t(10 ms/格)ia2(b) 有環(huán)流控制

26、B1三相電流試驗(yàn)波形ia1i(5 A/格)t(10ms/格)(b) 模型B1、B2的a相輸出電流ia2a1i(5 A/格)t(10 ms/格)ia2t(10ms/格)(c) 濾除高頻紋波后的a相輸出電流(c) 有環(huán)流控制ia1、ia2試驗(yàn)波形ia1i(5 A/格)i(5 A/格)ia1 iat(10 ms/格)iaf(5kHz/格)ia1ia2t(10 ms/格)圖7 加入環(huán)流控制后的波形Fig. 7 Waveforms with circulation current control(d) 濾除高頻紋波后的 ia1、ia2試驗(yàn)波形5 結(jié)論本文針對(duì)低速直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電等大功率變流器并網(wǎng)需要多個(gè)變流

27、器并聯(lián)的工程應(yīng)用要求，設(shè)計(jì)了獨(dú)立的環(huán)流控制器實(shí)現(xiàn)低頻環(huán)流抑制、外部輸出電流環(huán)對(duì)總電流輸出進(jìn)行控制的控制策略。外部輸出(d) 單模塊和并聯(lián)點(diǎn)后a相電流FFT分析圖6 無環(huán)流控制波形Fig. 6 Waveforms without circulation Current control第21期 楊恩星等： 基于載波移相并聯(lián)的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器控制策略 13Xie Meng，Cai Kun，Sheng Xiaosong，et alOutput control and parallel operation control of 400Hz single-phase voltage source i

28、nverterJProceedings of the CSEE，2006，26(6)：78-82(in Chinese) 10 陳良亮，肖嵐，龔春英，等逆變器并聯(lián)系統(tǒng)直流環(huán)流產(chǎn)生原因及其檢測(cè)與抑制方法J中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2004，24(9)：56-61 Chen Liangliang，Xiao Lan，Gong Chunying，et alReasons and methods for detecting and restraining DC circulating current in parallel inverter systemJProceedings of the CSEE，2004

29、，24(9)：56-61(in Chinese)11 陳宏，胡育文逆變電源并聯(lián)技術(shù)J電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2002，17(5)：55-59Chen Hong，Hu YuwenParallel strategy of inverteJTransactions of China Electrotechnical Society，2002，17(5)：55-59(in Chinese) 12 肖嵐，李睿電壓電流雙閉環(huán)控制逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的建模和環(huán)流特性分析J電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2006，21(2)：51-56Xiao Lan，Li RuiModeling and circulating-current charac

30、teristics analysis of voltage and current double closed-loop controlled inverter paralleling systemJTransactions of China Electrotechnical Society，2006，21(2)：51-56(in Chinese)13 Pan C T，Liao Y HModeling and control of circulating currents forparallel three-phase boost rectifiers with different load

31、sharing JIEEE Transactions on Power Electronics，2008，55(7)：2776- 278514 Dixon J W，Ooi B TSeries and parallel operation of hysteresiscurrent-controlled PWM rectifiersJIEEE Transactions on Industry Applications，1989，25(4)：644-65115 Kawabata T，Higashino SParallel operation of voltage sourceInvertersJIE

32、EE Transactions on Industry Applications，1988，24(2)：281-28716 Habetler T GA space vector-based rectifier regulator for AC/DC/ACconvertersJIEEE Transactions on Power Electronics，1993，8(1)：30-3617 Mao H，Borojevic D，Ravindra A，et alAnalysis and design of highfrequency three-phase boost rectifiersCAppli

33、ed Power Electronics Conference，San Jose，USA，199618 Pollanen R，Tarkiainen A，Niemela M，et alControl of zero-sequencecurrent in parallel connected voltage source PWM rectifiers using converter-flux-based controlCPower Electronics and Applications European Conference，Dresden，Germany，2005電流環(huán)具有較高的等效采樣頻率和

34、開關(guān)頻率，有利于提高系統(tǒng)的帶寬和穩(wěn)定性，環(huán)流控制和輸出電流控制獨(dú)立設(shè)計(jì)有效改善了系統(tǒng)性能。仿真和試驗(yàn)表明提出的方法可很好地抑制低頻環(huán)流，改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能。其中環(huán)流控制方法解決了載波移相直接并聯(lián)系統(tǒng)低頻環(huán)流問題使系統(tǒng)的模塊化和冗余性增強(qiáng)，對(duì)于大功率直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電變流器設(shè)計(jì)有一定的工程應(yīng)用價(jià)值。參考文獻(xiàn)1 李建林，高志剛，胡書舉，等并聯(lián)背靠背PWM變流器在直驅(qū)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的應(yīng)用J電力系統(tǒng)自動(dòng)化，2008，32(5)：59-62 Li Jianlin，Gao Zhigang，Hu Shuju，et alApplication of parallel back-to-back PWM converte

35、r on the direct-drive wind power systemJAutomation of Electric Power Systems，2008，32(5)：59-62(in Chinese)2 Xing Kun，Lee F C，Boroyevich D，et alInterleaved PWM withdiscontinuous space-vector modulationJIEEE Transactions on Power Electronics，1999，14(5)：906-9173 Miller S K T，Beechner T，Sun JianA compreh

36、ensive study ofharmonic cancellation effects in interleaved three-phase VSCs CPower Electronic Specialists Conference，Orlando，USA，2007 4 Zhang D，Wang F，Burgos R，et alInterleaving impact on harmoniccurrent in DC and AC passive components of paralleled three-phase voltage-source convertersCApplied Power Electronics Conference and Exposition，Austin