交-交變頻電路匯總

1、4.3可控硅相控交-交變頻電路晶閘官交交變頻電路，也稱周波變流器(Cycloconvertor),把電網(wǎng)頻率的交流電變成可調(diào)頻率的交流電的變流電路，屬于直接變頻電路。廣泛用于大功率交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速傳動(dòng)系統(tǒng)，實(shí)際使用的主要是三相輸出交交變頻電路。4.3.1 可控硅相控單相-單相交-交變頻技術(shù)1、電路結(jié)構(gòu)和基本工作原理在共陰極雙半波整流電路中，通過改變晶閘管的控制角可得到負(fù)載端上正下負(fù)大小可變的輸出電壓。在共陽(yáng)極雙半波整流電路中，通過改變晶閘管的控制角可在負(fù)載上得到極性相反的電壓。圖 路 電 2a)4-18所示。正組整流器工作(反組被封鎖)時(shí),工組整流反組反組整流逆變性(b)原理波形圖圖4-18雙半

2、波整流電路及其原理波形2、整流與逆變工作狀態(tài)兩組反并聯(lián)的可逆整流電路及其原理波形，如圖負(fù)載端輸出電壓為上正下負(fù)；反組整流器工作時(shí)（正組被封鎖），負(fù)載端輸出電壓極性相反。只要交替地以低于輸入電源的頻率切換正反兩組整流器的工作狀態(tài)（工作或封鎖），在負(fù)載端就可以獲得交流電壓，該輸出電壓顯然包含了大量諧波。如果在半周期中使導(dǎo)通工作的晶閘管的控制角 口由90隹漸減小到零，然后再增大到90©，則該整流 器的輸出平均電壓就從零增大到最大，然后再減小到零。因此，只要控制a角在0口90之間以適當(dāng)?shù)匾?guī)律性變化，即可獲得按正弦規(guī)律變化的平均輸出電壓。在實(shí)際的交一交變頻電路中， 常采用 余弦波交截控制法”控

3、制1a角的變化以獲得平均正弦波的輸出。 以控制電壓Uc來(lái)控制口角的變化，如果控制電壓 Uc的大小總是正比于控制角 a的余弦大小，即Uc =Ucm cos：Cci H(4-15)Ucm為Uc峰值，則輸出電壓平均值Ud隨Uc呈線性變化。由于Ud -Udm cos：(4-16)Udm為0t= 0對(duì)Ud最大值，所以Ud UdmUcU cm(4-17)故有UdUmUcU cm(4-18)在保證線性范圍內(nèi)，Uc最大值為Ucm=Udm,此時(shí)(4-19)Ud =Uc因此，按余弦波交截控制法控制的相控整流器，是一個(gè)具有線性電壓轉(zhuǎn)換特性的功率放大器。可 以想象，如果控制電壓按正弦波變化，則輸出平均電壓也將按正弦波

4、變化。4.3.2 可控硅相控三相-單相交-交變頻技術(shù)1、電路構(gòu)成和基本工作原理如圖4-19,由P組和N組反并聯(lián)的晶閘管變流電路構(gòu)成， 和直流電動(dòng)機(jī)可逆調(diào)速用的四象限變流電路完全相同。變流器P、N都是相控整流電路，P組工作時(shí)，負(fù)載電流 io為正，N 組工作時(shí)，io為負(fù)。讓兩組變流器按一定的頻率交替工作，負(fù) 載就得到該頻率的交流電。改變兩組變流器的切換頻率，就可 以改變輸出頻率 小。改變變流器工作時(shí)的控制角就可以改變交流輸出電壓的幅值。圖4-18圖4-19單相交交變頻電路原理圖和輸出電壓波形為使uo波形接近正弦波，可按正弦規(guī)律對(duì)a角進(jìn)行調(diào)制。 在半個(gè)周期內(nèi)讓 P組a角按正弦規(guī)律從90。減到0?；蚰?/p>

5、個(gè)值， 再增加到90。，每個(gè)控制間隔內(nèi)的平均輸出電壓就按正弦規(guī)律 從零增至最高，再減到零，如圖中虛線所示。另外半個(gè)周期可 對(duì)N組進(jìn)行同樣的控制。圖4-19是變流器P和N都是三相半波相控電路時(shí)的波形。Uo并不是平滑的正弦波，而是由若1段電源電壓拼接而成， 在uo的一個(gè)周期內(nèi)，包含的電源電壓段數(shù)越多，其波形就越接近正弦波。因此， 變流器通常采用6脈波的三相橋式電路或 12脈波變流電路。本節(jié)后面的論述均以最常用的三相橋式電 路為例進(jìn)行分析。2、整流與逆變工作狀態(tài)交交變頻電路的負(fù)載可以是阻感負(fù)載、電阻負(fù)載、阻容負(fù)載和交流電動(dòng)機(jī)負(fù)載，這里以阻感負(fù)載 為例來(lái)說明電路的整流與逆變工作狀態(tài)，也適用于交流電動(dòng)機(jī)

6、負(fù)載。把交交變頻電路理想化，忽略變流電路換相時(shí)Uo的脈動(dòng)分量，就可把電路等效成圖4-20a所示的正弦波交流電源和二極管的串聯(lián)。其中交流電源表示變流器可以輸出交流正弦電壓，二極管體現(xiàn)了變流電路的電流的單方向性。設(shè)負(fù)載阻抗角為 6則輸出電流滯后輸出電壓 。角。兩組變流電路采取無(wú)環(huán)流工作方式，即一組變流電路工作時(shí)，封鎖另一組變流電路的觸發(fā)脈沖。圖4-20給出了一個(gè)周期中負(fù)載電壓、電流波形及正反組變流器的電壓電流波形。tit3期間：io正半周，正組工作，反組被封鎖。tl t2： Uo和io均為正，正組整流，輸出功率為正。t2 t3 : Uo反向，io仍為正，正組逆變，輸出功率為負(fù)。t3 t5期間：io

7、負(fù)半周，反組工作，正組被封鎖。t3 t4 ： Uo和io均為負(fù)，反組整流，輸出功率為正。t4 t5 ： Uo反向，io仍為負(fù)，反組逆變，輸出功率為負(fù)。可以看出在阻感負(fù)載下，在一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)交交變頻器有4種工作狀態(tài)。哪一組工作由io方向決定，與Uo極性無(wú)關(guān)。工作在整流還是逆變，則根據(jù)Uo方向與io方向是否相同確定。圖4-21是單相交交變頻電路輸出電壓和電流的波形圖?？紤]無(wú)環(huán)流工作方式下 io過零的死區(qū)時(shí)間，一周期可分為6段。第1段io<0,Uo>0,反組逆變。第2段電流過零，為無(wú)環(huán)流死區(qū)。第3段io>0,Uo>0,為正組整流。第 4段，io>0,Uo<0,

8、為正組逆變。第5段又是無(wú)環(huán)流死區(qū)。第 6段，io<0,Uo<0,為反組整流。a)b)U整流逆變阻斷阻U析整流1逆變圖4-20理想佻咬咬變頻電路OioO的整流和逆變工作狀態(tài)當(dāng)Uo和io的相位差小于90°時(shí)，一周期內(nèi)電網(wǎng)向負(fù)載提供能量的平均值為正，電動(dòng)機(jī)工作在電動(dòng) 狀態(tài)。當(dāng)二者相位差大于 90。時(shí)，一周期內(nèi)電網(wǎng)向負(fù)載提供能量的平均值為負(fù)，電網(wǎng)吸收能量，電動(dòng)機(jī) 為發(fā)電狀態(tài)。3、正弦波輸出電壓的調(diào)制方法通過不斷改變控制角 a,使交交變頻電路的輸出電壓波形基波為正弦波的調(diào)制方法有多種。這里介 紹最基本的、廣泛使用的余弦交點(diǎn)法。設(shè)Ud0為a = 0時(shí)整流電路的理想空載電壓，則有Uo

9、=Ud0 cos ;(4-20)每次控制時(shí)a角不同，表示每次控制間隔內(nèi)uo的平均值。設(shè)要得到的正弦電壓為uo =U0msincoot ,應(yīng)使cosa =omsin 切 ot =Ysin0ot(4-21)Ud0式中丫稱為輸出電壓比，¥=口里(0 < Y < 1)Udo因此有 a =cos,(？sin8ot)(4-22)圖 4-22 用421法原理這就是余弦交點(diǎn)法基本公式O圖4-22是對(duì)余弦交點(diǎn)法的進(jìn)一步說明。電網(wǎng)線電壓Uab、Uac、Ubc、Uba、Uca和Ucb依次用5 U6表示。相鄰兩個(gè)線電壓的交點(diǎn)對(duì)應(yīng)于a =0。U1U6所對(duì)應(yīng)的同步信號(hào)分別用Us1Us6表示。us1u

10、s6比相應(yīng)的U1U6超前30°, Us1Us6的最大值和相應(yīng)線電壓a =0的時(shí)刻對(duì)應(yīng)。以a =0為零時(shí)刻，則Us1Us6為余弦信號(hào)。希中望輸出電壓為Uo,則各晶閘管觸發(fā)時(shí)刻由相應(yīng)的同步電壓Us1Us6的下降段和Uo的交點(diǎn)180 一八/1.0 來(lái)決定。圖4-23給出了在不同輸出電壓比 丫的情況下，在輸出 電壓的一個(gè)周期內(nèi)，控制角“隨2t變化的情況，圖中二=cos 4( sin 聯(lián))=sin'( sin ot)2丫較小，即輸出電壓較低時(shí)，a只在離90。很近的范圍150120906030制控位相=00.80.30.20.1=0.10.20.30.80.91.0內(nèi)變化，電路的輸入功率

11、因數(shù)非常低。余弦交接法用模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn)線路復(fù)雜，且不易實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的控制。采用計(jì)算機(jī)控制時(shí)可以方便準(zhǔn)確的實(shí)現(xiàn)運(yùn)算，使整個(gè)系統(tǒng)獲得很好的性能。4、輸入輸出特性(1)輸出上限頻率交交變頻電路的輸出電壓是由許多段電壓拼接而成，輸出電壓一個(gè)周期內(nèi)拼接的電網(wǎng)電壓段數(shù)越多，就可使輸出電壓越接近正弦波。每段電網(wǎng)電壓的持續(xù)時(shí)間是由交流電路的脈波數(shù)決定的。輸出頻率增高時(shí)，輸出電壓一周期所含電網(wǎng)電壓段數(shù)減少，波形畸變嚴(yán)重。電壓波形畸變及其導(dǎo)致的電流波形畸變和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)是限制輸出頻率提高的主要因素。就輸出波形畸變和輸出上限頻率的關(guān)系而言，很難確定一個(gè)明確的界限。當(dāng)構(gòu)成交交變頻電路的兩組變流電路的脈波數(shù)越多，輸出上限頻率就

12、越高。當(dāng)采用6脈波三相橋式電路時(shí)，輸出上限頻率不高于電網(wǎng)頻率的1/31/2。電網(wǎng)頻率為50Hz時(shí)，交交變頻電路的輸出上限頻率約為20Hz。(2)輸入功率因數(shù)交交變頻電路采用相位控制方式，輸入電流的相位總是滯后于輸入電壓，需要電網(wǎng)提供無(wú)功功率。從圖 4-23可以看出，在一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)，a角以90。為中心變化。輸出電壓比丫越小，半周期內(nèi)a的平均值越靠近90。，位移因數(shù)越低，負(fù)載的功率因數(shù)越低，輸入功率因數(shù)也越低。而且無(wú)論負(fù)載功率因數(shù)是滯后的還是超前的，輸入的無(wú)功電流總是滯后的。圖4-24給出了以輸出電壓比 丫為參變量時(shí)輸入位移因數(shù)和負(fù)載功率因數(shù)的關(guān)系，輸入位移因數(shù)就是輸入的基波功率因數(shù)，其值通

13、常略大于輸入功率因數(shù)，因此該圖也大體反映了輸入功率因數(shù)和負(fù)載功率因數(shù)的關(guān)系?？梢钥闯?，即使負(fù)載功率因數(shù)為1且輸出電壓比丫也為1,輸入功率因數(shù)仍小于 1,隨著負(fù)載功率因數(shù)的降低和 丫的減小，輸出功率因數(shù)-(3)輸出電壓諧波輸入位移因數(shù)0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0輸出電壓的諧波頻譜非常復(fù)雜，既和電網(wǎng)頻 率fi以及變流電路的脈波數(shù)有關(guān)，也和輸出頻率 fo有關(guān)。采用三相橋式電路的交交變頻時(shí)，輸出電壓 所含主要諧波的頻率為6fi fo, 6fi 3fo, 6fi 5o, 12fi fo, 12fi 3o, 12fi 5o, 采用無(wú)環(huán)流控制方式時(shí)，由于電流

14、方向改變 時(shí)死區(qū)的影響，將增加 5fo、7f。等次諧波。(4)輸入電流諧波負(fù)載功率因數(shù)(超前)負(fù)載功率因數(shù)(滯后)圖4-2的勘肺委班限降腺碌率因數(shù)交交變頻電路的輸入電流波形和可控整流電路 的輸入波形類似，但其幅值和相位均按正弦規(guī)律被 調(diào)制。采用三相橋式電路的交交變頻電路輸入電流 諧波頻率為：(4-23)(4-24)fin =(6k.1)fi 一 21fofin = fi ±2kf。式中 k=1,2,3, l =0,1,2, -6和可控整流電路輸入電流的諧波相比，交交變頻電路輸入電流的頻譜要復(fù)雜得多，但是各次諧波 的幅值要比可控整流電路的諧波幅值小。前面的分析都是基于無(wú)環(huán)流方式進(jìn)行的。

15、在無(wú)環(huán)流情況下，由于負(fù)載電流反向時(shí)保證無(wú)環(huán)流而必須留有一定的死區(qū)時(shí)間， 就使得輸出電壓的波形畸變?cè)龃?。此外在?fù)載電流斷續(xù)情況下，輸出電壓被負(fù)載電動(dòng)機(jī)反電動(dòng)勢(shì)抬高，這也會(huì)造成波形畸變。電流死區(qū)和電流斷續(xù)的影響也限制了輸出頻率的提高。和直流可逆調(diào)速系統(tǒng)一樣，交交變頻電路也可采用有環(huán)流控制方式，這時(shí)正反兩組變流器之間必須設(shè)置環(huán)流電抗器。采用有環(huán)流方式可以避免電流斷續(xù)并消除電流死區(qū)，改善輸出波形，還可以提高交交變頻器的輸出上限頻率，同時(shí)控制也比無(wú)環(huán)流方式簡(jiǎn)單。但是環(huán)流電抗器使設(shè)備成本增加，運(yùn)行效率也因環(huán)流有所降低，因此目前應(yīng)用較多的是無(wú)環(huán)流方式。4.3.3 可控硅相控三相一三相方波型交交變頻器1 .單

16、相負(fù)載如圖4-25 (a)所示，由兩組反并聯(lián)的變流器P和N所組成。當(dāng)P組和N組輪流向負(fù)載供電時(shí)，負(fù)載上會(huì)出現(xiàn)電壓 Uo,如圖2 (b)所示。當(dāng)P組和N組觸發(fā)角恒定時(shí)，輸出電壓在半個(gè)周期中的平均 值是恒定的。改變兩組變流器的控制角”就能夠改變輸出電壓的幅值。改變兩組變流器的切換頻率就能 改變Uo的頻率。(a)(b)圖4-25方波型單相交交變頻電路2三相負(fù)載2 .)電壓型三相一三相交交變頻電路三相一三相方波型交-交變頻器的主電路如圖 4-26所示，每一相由兩組反并聯(lián)的三相零式整流電路 組成，整流器I、出、V為正組，IV、VI、n為反組。每個(gè)正組由1、3、5晶閘管組成，每個(gè)反組由 4、6、2晶閘管組

17、成。變頻器中的換流應(yīng)分成組與組之間換流和組內(nèi)晶閘管換流兩種情況。為了在負(fù)載上 獲得三相互差T/3 (T為輸出電壓周期)的電壓波形，每組導(dǎo)電時(shí)間應(yīng)為T/3,并相隔T/6換相。同一時(shí)刻應(yīng)有一個(gè)正組和一個(gè)反組同時(shí)導(dǎo)通，但不允許同一橋臂同時(shí)導(dǎo)電，否則將會(huì)造成電源短路，每組橋內(nèi)晶閘管按1、2、3、4、5、6、1順序換流。各自及組內(nèi)導(dǎo)電次序如圖4-27所示。圖4-26 三相一三相方波型交一交變頻器I5T/6T/35266n6V313IVVIVI4圖4-27 變頻器各組導(dǎo)電次序3 .)電流型三相一三相交交變頻電路(1)電路結(jié)構(gòu)把電路適當(dāng)改畫， 并在主電路中接入濾波電感，則成電流型電路，如圖4-28所示，主電

18、路中的電流可以看作矩形波，如果不接濾波電感，兩組整流器直接反接，就是說通過電源來(lái)緩沖負(fù)載的無(wú)功功率， 那么因?yàn)殡娋W(wǎng)的內(nèi)阻抗要比負(fù)載阻抗小得多，便構(gòu)成了電壓型電路。給定電壓 調(diào)節(jié)壓頻變換電流 調(diào)節(jié)邏輯控制去 觸 發(fā) 器圖4-28三相零式聯(lián)結(jié)(半橋式)交-交變頻器(2)晶閘管導(dǎo)通次序及電流波形控制角為a時(shí)晶閘管導(dǎo)通的次序及電源電流、負(fù)載電流的波形如圖4-29所示.I -VI組晶閘管各導(dǎo)通120度，因此負(fù)載電流也是持續(xù) 120度的方波，而每組橋的晶閘管按 1-6的次序換流。系統(tǒng)輸出頻率 fo為電源頻率fi的1/3,每相負(fù)載電流恰為電源三相電流之和。行的I 1I 3I 5田 1田 3田 5v 1V 3

19、v 5導(dǎo)通的 IIII111I晶閘管1丁2二二 I 二 1 二 廠; iv 1 Fl京 1 VA.電 I1. II . I:iBI>I>4 1.，廠 I ,I5 I111i CIII】IIH 1I 1I 1一 iaII負(fù) 1I曰 ib電II流IIic I1圖4-29 電流型交一交變頻器的晶閘管導(dǎo)通次序及電流波形(3)控制方式由控制系統(tǒng)框圖(圖 4-28)可以看出，它是由電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)系統(tǒng)，采用U/f=恒值的恒磁通控制方式。系統(tǒng)中有函數(shù)發(fā)生器，能夠在低速時(shí)適當(dāng)提高端電壓，以補(bǔ)償壓降。控制電路主要完成兩個(gè)任務(wù)：一是控制每個(gè)晶閘管的控制角以調(diào)節(jié)輸出電壓，而是按照所需的頻率

20、來(lái)實(shí)現(xiàn)各組間的換流。給定信號(hào)經(jīng)過壓頻變換轉(zhuǎn)換成比例的脈沖信號(hào)，然后經(jīng)過環(huán)形計(jì)數(shù)器進(jìn)行分頻，形成依次相差T/6、持續(xù)時(shí)間為T/3的選組脈沖。選組脈沖規(guī)定了什么時(shí)間允許哪組晶閘管工作。與此同時(shí)， 給定信號(hào)還被變換成與之相應(yīng)的移相脈沖，移相脈沖決定了每組中晶閘管導(dǎo)通的次序與控制角”的大小。移相脈沖和選組脈沖經(jīng)過邏輯電路確定了每個(gè)晶閘管的導(dǎo)通時(shí)刻。4.3.4可控硅相控三相一三相正弦型交交變頻器三相交交變頻電路是由三組輸出電壓相位各差1200的單相交交變頻電路組成，因此三相-單相交交 變頻電路的許多結(jié)論都適用于三相一三相交交變頻電路。1 .電路接線方式三相一三相交交變頻電路有兩種接線方式，即公共交流母線

21、盡現(xiàn)方式和輸出星形聯(lián)結(jié)方式。(1)公共交流母線進(jìn)線方式接線方式如圖4-30所示。由三組彼此獨(dú)立的、輸出電壓相位相互錯(cuò)開120。的單相交交變頻電路構(gòu)成。 電源進(jìn)線通過進(jìn)線電抗器接在公共的交流母線上。因?yàn)殡娫催M(jìn)線端公用，所以三組的輸出端必須隔離。為此，交流電動(dòng)機(jī)的三個(gè)繞組必須拆開，共引出六根線。主要用于中等容量的交流調(diào)速系統(tǒng)。(2)輸出星形聯(lián)結(jié)方式圖4-31是輸出星形聯(lián)結(jié)方式的三相一三相交交變頻電路原理圖。三組的輸出端是星形聯(lián)結(jié)，電動(dòng)機(jī)的三個(gè)繞組也是星形聯(lián)結(jié)。電動(dòng)機(jī)中點(diǎn)不和變頻器中點(diǎn)接在一起，電動(dòng)機(jī)只引出三根線即可。因?yàn)槿M的輸出聯(lián)接在一起，其電源進(jìn)線必須隔離，因此分別用三個(gè)變壓器供電。由于變頻器

22、輸出端中點(diǎn)不和負(fù)載中點(diǎn)相聯(lián)接，所以在構(gòu)成三相變頻電路的六組橋式電路中，至少要有不同輸出相的兩組橋中的四個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)通才能構(gòu)成回路，形成電流。和整流電路一樣，同一組橋內(nèi)的兩個(gè)晶閘管靠雙脈沖保證同時(shí)導(dǎo)通，而兩組橋之間則是靠各自的觸發(fā)脈沖有足夠的寬度，以保證同時(shí)導(dǎo)通。汽-EEEm 什ra)b)圖4-31輸出星形聯(lián)結(jié)方式三相一三相交交變頻電路(a)簡(jiǎn)圖 (b)詳圖2 .輸入輸出特性從電路結(jié)構(gòu)和工作原理可以看出，三相一三相交交變頻電路的輸出上限頻率和輸出電壓諧波與單相 交交變頻電路是一致的。卜面分析三相一三相交交變頻電路的輸入電流。圖4-32是在輸出電壓比丫 =0.5負(fù)載功率因數(shù)cos()=0.5勺情

23、況下，交交變頻電路輸出電壓、單相輸出時(shí)的輸入電流和三相輸出時(shí)的輸入電流的波形舉例。對(duì)于單相輸出時(shí)的情況，因?yàn)檩敵鲭娏魇钦也?，其正?fù)半波電流極性相反，但反映到輸入電流卻是相同的。因此輸入電流只是反映輸出電流半個(gè)周期的脈動(dòng)，而不反映其極性，輸入所以式(4-19)和(4-20)所示輸入電流中含有 2倍輸出頻率有關(guān)的諧波分量。對(duì)于三相輸出的情況，總的輸入電流是由三哥哥單相交交變頻電路的同一相輸入電流合成而得到的，有些諧波相互抵消，諧波種類有所減少，總的諧波幅值也有所降低。其諧波頻率為：fin =(6k±1)fj +6lfo(4-25)和(4-26)fin = fi - 6kfo式中 k=1

24、,2,3, l=0,1,2,輸出電壓200 t/ms單黑北流200彘三相輸出時(shí).相輸入電流200 t/ms圖4-32 交交變頻電路的輸入電流波形當(dāng)變流電路采用三相橋式電路時(shí)，輸入諧波電流的主要頻率為fi =6fo、5fi、5fi =6fo、 7fi、7fi 6fo、 11fi、 11fi 6fo fi ±2fo等。其中5fi次諧波的幅值最大。下面分析三相一三相交交變頻電路的輸入功率因數(shù)。三相交交變頻電路由三組單相交交變頻電路 組成，每組單相交交變頻電路都有自己的有功功率、無(wú)功功率和視在功率?？傒斎牍β室驍?shù)為：(4-27)PPaPbPCA =S S從上式可以看出，三相電路總的有功功率為

25、各相有功功率之和，但視在功率卻不能簡(jiǎn)單相加，而 應(yīng)由總輸入電流有效值和輸入電壓有效值來(lái)計(jì)算，比三相各自的視在功率之和要小。因此，三相總輸入功率因數(shù)要高于單相交交變頻電路。當(dāng)然這只是相對(duì)于單相電路而言，功率因數(shù)低仍然是三相一三相交交變頻電路的一個(gè)主要缺點(diǎn)。3、改善功率因數(shù)和提高輸出電壓在圖4-31所示的星形聯(lián)結(jié)的三相一三相交交變頻電路中， 各相輸出的是相電壓，而加在負(fù)載上的是 線電壓。在各相電壓中疊加同樣的直流分量或 3倍于輸出頻率的諧波分量， 它們都不會(huì)在線電壓中反映 出來(lái)，因而也加不到負(fù)載上。利用這一特性可以使輸入功率因數(shù)得到改善并提高輸出電壓。當(dāng)負(fù)載電動(dòng)機(jī)低速運(yùn)行時(shí)，變頻器輸出電壓很低，各

26、組橋式電路的a角都在90。附近，因此輸入功率因數(shù)很低。給各相輸出電壓疊加上同樣的直流分量，控制角 a將減小，但變頻器輸出線電壓并不改 變。這樣既可以改善變頻器的輸入功率因數(shù)，又不影響電動(dòng)機(jī)的運(yùn)行， 稱為直流偏置法。對(duì)于長(zhǎng)期在低速下運(yùn)行的電動(dòng)機(jī)，用這種方法可以明顯改善輸入功率因數(shù)。另一種改善功率因數(shù)的方法是梯形波輸出控制方式。使三組單相變頻器的輸出電壓均為梯形波。梯形波的主要諧波成分是三次諧波，在線電壓中，三次諧波相互抵消，結(jié)果線電壓仍為正弦波。在這種控制方式下，因?yàn)闃蚴诫娐份^長(zhǎng)時(shí)間工作在高輸出電壓區(qū)域（即梯形波的平頂區(qū)），a角較小，因此輸入功率因數(shù)可提高15%左右。此外，圖4-21正弦波輸出控

27、制方式中， 最大輸出正弦波相電壓的幅值為Ud0。這樣的輸出電壓有時(shí)難以滿足負(fù)載的要求。和正弦波相比，在同樣幅值的情況下，梯形波中的基波幅值可提高15%左右。也就是采用梯形波輸出控制方式可以使變頻器的輸出電壓提高約15%。采用梯形波控制方式相當(dāng)于給相電壓中疊加了三次諧波，相對(duì)于直流偏置，這種方法稱為交流偏置。這里介紹的都是直接變頻技術(shù)，8.1節(jié)中介紹間接變頻電路，先把交流變換成直流，再把直流逆變成可變頻率的交流，稱交直交變頻電路。交交變頻電路的優(yōu)點(diǎn)：效率較高（一次變流）、可方便地實(shí)現(xiàn)四象限工作、低頻輸出波形接近正弦波。交交變頻電路的缺點(diǎn)：接線復(fù)雜，采用三相橋式電路的三相交交變頻器至少要用 36只

28、晶閘管；受電網(wǎng)頻率和變流電路脈波數(shù)的限制，輸出頻率較低；輸入功率因數(shù) 較低；輸入電流諧波含量大，頻譜復(fù)雜。因此，交交之間變頻電路主要用于500kW或1000kW以上的大功率、低轉(zhuǎn)速的交流調(diào)速電路中。目前已在軋機(jī)主傳動(dòng)裝置、鼓風(fēng)機(jī)、礦石破碎機(jī)、球磨機(jī)、卷?yè)P(yáng)機(jī)等場(chǎng)合應(yīng)用。 它既可用于異步電動(dòng)機(jī)，也可用于同步電動(dòng)機(jī)傳動(dòng)。4.3.5可控硅相控AC-AC變頻器的工作狀態(tài)和觸發(fā)脈沖重疊控制1.變頻器的無(wú)換流工作狀態(tài)和有環(huán)流工作狀態(tài)和可控整流電路一樣，變頻器也有兩種工作狀態(tài)，無(wú)環(huán)流工作和有環(huán)流工作。在一定條件下，負(fù) 載電流可能會(huì)變成斷續(xù)的。如電阻一一電感性負(fù)載，如果在電流貶值附近能維持連續(xù)，但由于負(fù)載電感不

29、夠大，因此在電流變化到過零前（經(jīng)過T/2后），電流已較小而出現(xiàn)了斷流，電壓畸變將增大。有環(huán)流系統(tǒng)由于有環(huán)流作用，沒有電流不連續(xù)的現(xiàn)象，所以輸出電壓畸變較小。無(wú)換流運(yùn)行時(shí)，正組和反組分時(shí)工作，但是當(dāng)負(fù)載電流由正值變?yōu)榱銜r(shí)（即過零點(diǎn)）如果立即解 除反組的脈沖封鎖，觸發(fā)反組晶閘管，而正組晶閘管則剛剛斷流而未完全恢復(fù)正、反向阻斷能力，就有可能發(fā)生兩組晶閘管同時(shí)導(dǎo)通的短路事故。為了避免這種情況，在正組電流過零后，應(yīng)延時(shí)一段時(shí)間t0后在觸發(fā)反組晶閘管，同樣在反組電流過零點(diǎn)后要延遲一段時(shí)間再觸發(fā)正組晶閘管。在這段死區(qū)時(shí)間內(nèi)，兩組變流器均無(wú)輸出， 輸出電壓畸變率增大。 死區(qū)時(shí)間的設(shè)置要考慮換流安全性和輸出電壓

30、畸變率兩方 面的影響。采用有換流控制時(shí)，此時(shí)正組和負(fù)組的控制角之和1ap +"n =180” ,即一組工作于整流狀態(tài)，另一組則工作在逆變狀態(tài)。兩組整流器其輸出端的基波交流電壓完全相等（也就是任何時(shí)刻正組輸出電壓平均值等于反組輸出電壓平均值），但瞬時(shí)值不等，兩者電壓的瞬時(shí)值之差A(yù)v = vp（t）-vN（t）會(huì)引起環(huán)流，加重晶閘管負(fù)擔(dān)，因而需加限流電抗器，以限制環(huán)流。采用環(huán)流電抗器后，除了有被限制的脈動(dòng)環(huán)流外，由于電抗器的電感，還將引起新的環(huán)流，這種環(huán)流稱環(huán)流的自感應(yīng)分量?，F(xiàn)在來(lái)討論環(huán)流的自感應(yīng)分量。如果忽略變頻器輸出電壓中的諧波，只考慮其中的基波，則此有限流電抗器的反并聯(lián)正負(fù)組整流所

31、組成的變頻器，其等效電路可畫出如圖4-33所示。圖4-34是圖4-33電路的各部分電流和電壓的波形。設(shè) t二0時(shí)接通負(fù)載，正弦變化的負(fù)載電流i =ImSin®ot開始流通。在前1/4周期間，此電流從正組流出，結(jié)果在環(huán)流電抗器上形成如圖（ 示的電壓波形。此電壓極性將使負(fù)組晶閘管處于反向偏置，因此負(fù)組在此期間處于斷開狀態(tài)。在e)所1/4周期后t=7T/2E°時(shí)，負(fù)載電流開始下降，電抗器上電壓反方向，使負(fù)組二極管導(dǎo)通。當(dāng)正組和負(fù)組都導(dǎo)通時(shí)，由于正組和負(fù)組輸出端基波交流電壓任何瞬時(shí)都相等，因而此時(shí)電抗器兩端M, N兩點(diǎn)的電位將相等，環(huán)流電抗器上電壓等于零Ul = 0,效果相當(dāng)于環(huán)流

32、電抗器兩端被短路。因此環(huán)流電抗器的總磁勢(shì)保持不變，即等于1=n/26。時(shí)流過左半個(gè)電抗器（圈數(shù)為W/2）的負(fù)載電流峰值1m所決定的磁勢(shì) ImW”正、負(fù)組的二極管都導(dǎo)通后磁勢(shì)方程為(4-28)其中和分別為正組和負(fù)組的電流?？傻?iP ' iN = Im(4-29)由等效電路可知iP -iN =ImSin ot(4-30)ip = Jjmsin0t所以22(4-31.a )iN- m sin 0t2(4-31.b)圖4-34 （b）和（c）是正、負(fù)組總電流波形，（d）是自感應(yīng)環(huán)流。正組電流和負(fù)組電流都是連續(xù)的， 負(fù)載電流最大時(shí)，自感應(yīng)環(huán)流等于零；負(fù)載電流為零時(shí)，自感應(yīng)環(huán)流最大。在負(fù)載電流正

33、半周期，正組 通過所有電流，負(fù)組只流過環(huán)流自感應(yīng)分量；在負(fù)載電流負(fù)半周時(shí)，正組只流過環(huán)流自感應(yīng)分量，負(fù)組則流過所有電流。這是這種變頻器的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況，這種情況已為實(shí)驗(yàn)所證實(shí)。圖4-33有環(huán)流電抗器的等效電路i 0環(huán)流的自感應(yīng)分量大小與負(fù)載電流成正比?？梢宰C明，環(huán)流自感應(yīng)分量的平均值為變頻器輸出負(fù)載電流平均值的 57%。負(fù)載電流越大，環(huán)流自感應(yīng)分量也越大，自然，損耗也越大。相反地，晶閘管 的容量也必須考慮環(huán)流自感應(yīng)分量引起的發(fā)熱。在反并聯(lián)可逆整流電路中，當(dāng)輸出給負(fù)載的電流大小變動(dòng)的動(dòng)態(tài)過程中，也將引起自感應(yīng)環(huán)流，隨著負(fù)載電流的逐漸穩(wěn)定(為穩(wěn)定直流)，由于線路電阻的損耗，自感應(yīng)環(huán)流將逐漸衰減消失。環(huán)流自感應(yīng)分量的存在給變頻器增加了一個(gè)無(wú)功”負(fù)載。因此這種配合有環(huán)流系統(tǒng)的運(yùn)行方式并不被