不對稱半橋同步整流 DCDC 變換器_圖文

1、 不對稱半橋同步整流DC/DC變換器日期:2005-4-27來源:電源技術(shù)應(yīng)用作者:華南理工大學(xué)電力學(xué)院陳保艷王志強(qiáng)字體:大中小摘要:簡要介紹了不對稱半橋同步整流變換器的工作原理,對同步整流管的驅(qū)動(dòng)方式進(jìn)行了比較和選擇,并在分析變換器的整流損耗的基礎(chǔ)上,總結(jié)出了影響整流損耗和變換器效率的各種參數(shù)。關(guān)鍵詞:不對稱半橋;同步整流;損耗引言目前,對低壓大電流輸出變換器的研究已經(jīng)成為重要的課題之一,如何提高這類變換器的效率是研究的重點(diǎn)。在傳統(tǒng)的DC/DC變換器中,對于低的輸出電壓,即使采用通態(tài)電壓只有0.5V的肖特基二極管作為輸出的整流器件,其輸出壓降造成的損耗亦相當(dāng)可觀。同步整流技術(shù)可有效減小整流損

2、耗,適合同步整流技術(shù)的拓?fù)溆卸喾N形式,其中,采用同步整流的不對稱半橋變換器具有顯著優(yōu)勢,下面將對該變換器的工作原理,同步整流驅(qū)動(dòng)方式的選擇以及同步整流管損耗作詳盡的分析。1 不對稱半橋變換器不對稱半橋DC/DC變換器是一種采用互補(bǔ)控制技術(shù)的變換器,與對稱半橋變換器不同,該變換器兩個(gè)主開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間不相等,而是互補(bǔ)的,“不對稱”由此而來。相對于其他電路拓?fù)?不對稱半橋DC/D C變換器具有眾多優(yōu)點(diǎn)12,諸如實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān);開關(guān)電壓應(yīng)力小;結(jié)構(gòu)簡單,所用元器件少;由于變壓器副邊是中心抽頭型,輸出濾波電感較小。將同步整流技術(shù)與不對稱半橋變換器結(jié)合使用,可使變換器適合高頻工作,并能獲得很高效率。 不對

3、稱半橋DC/DC變換器如圖1所示3。圖中,S1及S2為主開關(guān);D1及C1和D2及C2分別為S1及S2的寄生元器件;n1及n2分別為兩個(gè)次級與初級的匝數(shù)比;SR1及SR2為次級同步整流管,其工作方式等效于整流二極管;Lr為變壓器漏感;Lm為勵(lì)磁電感,所有的電壓與電流已在圖中標(biāo)出。為了簡化分析,作如下假設(shè):1濾波電感足夠大,工作于電流連續(xù)模式;2變壓器勵(lì)磁電感和漏感都折算到原邊;3開關(guān)寄生電容為常量,不隨電壓變化;4所有開關(guān)管和二極管都是理想的;5電容Cp上的電壓在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)保持不變。1.1 工作原理設(shè)占空比為D,開關(guān)周期為T,S1在DT時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通。一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)S2上的平均電壓為DVin,由

4、于變壓器的平均電壓為零,因此Cp上的電壓也為DVin,可將變換器的工作過程分為4個(gè)階段,圖2為主要的電壓電流波形。 階段1tatb主開關(guān)管S1開通,S2關(guān)斷。此時(shí)勵(lì)磁電流im以Vm/Lm的速率增加,p點(diǎn)電壓vp= Vin(1-D;圖中it=n1iSR1-n2iSR2為變壓器次級繞組反射到初級的電流,流過初級繞組的電流ip=im+ it;階段2tbtc主開關(guān)管S1及S2都關(guān)斷,S2的ZVS過程開始;階段3tctd主開關(guān)管S2開通,S1關(guān)斷。此時(shí)勵(lì)磁電流以|Vm|/Lm的速率減小,p點(diǎn)電壓vp=-VinD;階段4tdte主開關(guān)管S1及S2都關(guān)斷,S1的ZVS過程開始。1.2 ZVS分析S1和S2的

5、ZVS過程是相似的,所以,這里只對S2的ZVS過程作分析,該過程tbtc也有4個(gè)工作模態(tài)。模態(tài)1圖1中主開關(guān)管S1關(guān)斷,此時(shí)S2,D1,D2和SR2都處于關(guān)斷狀態(tài),僅SR1導(dǎo)通。電容C2放電,電壓線性下降;C1充電,電壓線性上升。p點(diǎn)電壓vp線性下降,m點(diǎn)電壓vm也線性下降,由于電壓v m仍然是正向的,因而im繼續(xù)增大,但速率會下降。當(dāng)vp減小到零時(shí),im增大到最大值,整流管SR2導(dǎo)通,此工作模態(tài)結(jié)束。如圖3(a所示。 模態(tài)2整流管SR1及SR2導(dǎo)通,S1,S2,D1,D2關(guān)斷。此時(shí),電容C1及C2和漏感Lr開始諧振,C2上的電壓繼續(xù)下降,vp轉(zhuǎn)為負(fù)值。由于SR1及SR2導(dǎo)通,vm和vf為零,

6、勵(lì)磁電流im保持不變。在次級,iSR2增大,同時(shí)iSR1減小,因而it=n1iSR1-n2iSR2下降。當(dāng)it下降到零時(shí),此模態(tài)結(jié)束。如圖3(b所示。模態(tài)3SR1及SR2仍導(dǎo)通,S1,S2,D1,D2仍關(guān)斷,電容C1及C2和漏感Lr繼續(xù)諧振。此時(shí)it已經(jīng)換向,當(dāng)C2上電壓下降為零時(shí),D2導(dǎo)通,該模態(tài)結(jié)束。此時(shí)導(dǎo)通S2,S2為零電壓開通。如圖3(c所示。模態(tài)4S2,D2,SR1,SR2導(dǎo)通,S1及D1關(guān)斷。此時(shí)漏感上電壓為-VinD,ip線性下降,it反向增大,當(dāng)it反向增大到n2iSR2時(shí),SR1關(guān)斷。如圖3(d所示。2 同步整流管驅(qū)動(dòng)方式的選擇同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)是使用導(dǎo)通壓降較低的MOSFE

7、T代替二極管整流,這樣就存在MOSFET的驅(qū)動(dòng)問題,下面將對適合于不對稱半橋同步整流變換器的驅(qū)動(dòng)方式進(jìn)行討論。同步整流技術(shù)按其驅(qū)動(dòng)信號類型可以分為電流驅(qū)動(dòng)型和電壓驅(qū)動(dòng)型,選擇何種驅(qū)動(dòng)方式直接影響變換器的效率和復(fù)雜程度。 2.1 電流型驅(qū)動(dòng)電流驅(qū)動(dòng)同步整流是通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅(qū)動(dòng)信號4,由于檢測電流而造成的功率損耗很大,而且它不可避免要將電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號,增加了成本,性價(jià)比低,在這里不作討論。2.2 電壓型驅(qū)動(dòng)同步整流的電壓驅(qū)動(dòng)又分為自驅(qū)動(dòng),外驅(qū)動(dòng)(控制驅(qū)動(dòng)和混合驅(qū)動(dòng)3種。圖4(a所示的是采用自驅(qū)動(dòng)同步整流的不對稱半橋DC/DC變換器5。該電路不需要附加驅(qū)動(dòng)電路,結(jié)構(gòu)

8、簡單。但缺點(diǎn)是兩個(gè)MOSFET的驅(qū)動(dòng)時(shí)序不夠精確,MOSFET不能在整個(gè)周期內(nèi)代替二極管整流,使得負(fù)載電流流經(jīng)寄生二極管的時(shí)間較長,造成了較大的損耗,限制了效率的提高。而且當(dāng)輸出電壓很低時(shí),次級繞組輸出端電壓也會相應(yīng)降低,無法起到完全驅(qū)動(dòng)同步整流管的作用。電壓型外驅(qū)動(dòng),又稱為控制驅(qū)動(dòng),使用外驅(qū)動(dòng)的不對稱半橋同步整流器的電路如圖4(b所示。為了實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)同步,附加驅(qū)動(dòng)電路須由變換器主開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號控制,通常使用電壓型控制驅(qū)動(dòng)方法能使電源的效率達(dá)到最高,但是缺點(diǎn)是驅(qū)動(dòng)電路過于復(fù)雜。電壓型混合驅(qū)動(dòng)是一種新的方法,使用混合驅(qū)動(dòng)的不對稱半橋同步整流變換器5,如圖4(c所示,這種方法既能按較精確的時(shí)序給出

9、驅(qū)動(dòng)電壓信號,同時(shí)其附加的驅(qū)動(dòng)電路也較外驅(qū)動(dòng)簡單,所以,已被普遍接受應(yīng)用于各種拓?fù)渲?。綜合比較這3種電壓型驅(qū)動(dòng)方式可得知,在不對稱半橋同步整流變換器中最好的選擇是采用電壓混合型驅(qū)動(dòng)。這樣不僅可使變換器達(dá)到高效率,而且驅(qū)動(dòng)電路簡單,容易控制。3 同步整流管損耗分析在不對稱半橋變換器中采用同步整流技術(shù)的主要目的是降低整流損耗,提高變換器效率,所以,有必要對變換器中同步整流管的損耗作一下簡要分析5。MOSFET模型如圖5所示6,其中Rdson為導(dǎo)通電阻,Cgs及Cds和Cgd為MOSFET的寄生電容,其值是非線性的,與MOSFET上所施加的電壓有關(guān)。在本文中為了簡化分析,認(rèn)為寄生電容值是不變的。以圖

10、4(a所示的自驅(qū)動(dòng)型同步整流變換器為例,理想的電壓和電流波形如圖6所示。同步整流管總的損耗PLOSS為 式中:PSR1CON及PSR2CON為兩個(gè)同步整流管的導(dǎo)通損耗;PSR1SW及PSR2SW為兩個(gè)同步整流管的開關(guān)損耗;PD3CON及PD4CON為兩個(gè)同步整流管的體二極管的導(dǎo)通損耗。3.1 同步整流管的導(dǎo)通損耗SR1的導(dǎo)通損耗為 式中:Io為輸出電流;Rdson1為S1的通態(tài)電阻。SR2的導(dǎo)通損耗為 式中:Rdson2為S2的通態(tài)電阻。因此,總的導(dǎo)通損耗PCON為 3.2 同步整流管的開關(guān)損耗假設(shè)所有寄生電容為線性,整流管SR1的開關(guān)損耗為 式中:Vin為輸入電壓;f為開關(guān)頻率;n=1/n1

11、=1/n2為初級與次級的匝數(shù)比。 同樣地,SR2的開關(guān)損耗為 式中:Cgdp為vgd0時(shí)的Cgd;Cgdn為vgd0時(shí)的Cgd。因此,同步整流管總的開關(guān)損耗PSW為 式中:CTOT=Cgs+Cds+Cgdp+Cgdn為所有寄生電容之和。3.3 同步整流管體二極管的導(dǎo)通損耗兩個(gè)體二極管的導(dǎo)通損耗PDCON為PDCON=PD3CON+PD4CON=(ty+tzIoVD/T (14式中:VD為體二極管的通態(tài)電壓。將式(4,式(13,式(14相加就是圖 3(a中變換器總的整流損耗 PLOSS.通過以上分析,可 以看出變換器的整流損耗與以下參數(shù)有關(guān),即輸出電流 Io;輸入電壓 Vin;開關(guān)頻率 f;漏感 Lr;MOSFET 自身參數(shù)值.在這些影響因素中,漏感 Lr 的選擇至關(guān)重要.顯然,Lr 越大,損耗越大,因此,為了提高 效率,Lr 應(yīng)盡可能小.但是,同時(shí)又要保證 Lr 足夠大,以實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的 ZVS