穩(wěn)壓器開關電源原理及其應用

1、LDO穩(wěn)壓器工作原理隨著便攜式設備（電池供電）在過去十年間的快速增長，像原來的業(yè)界標準 LM340 和 LM317 這樣的穩(wěn)壓器件已經無法滿足新的需要。這些穩(wěn)壓器使用NPN 達林頓管，在本文中稱其為NPN 穩(wěn)壓器（NPN regulators）。預期更高性能的穩(wěn)壓器件已經由新型的低壓差（Low-dropout）穩(wěn)壓器（LDO）和準LDO穩(wěn)壓器（quasi-LDO）實現(xiàn)了。(原文：Linear Regulators: Theory of Operation and Compensation)NPN 穩(wěn)壓器（NPN regulators）在NPN穩(wěn)壓器（圖1：NPN穩(wěn)壓器內部結構框圖）的內部使用一

2、個 PNP管來驅動 NPN 達林頓管（NPN Darlington pass transistor），輸入輸出之間存在至少1.5V2.5V的壓差（dropout voltage）。這個壓差為：Vdrop 2Vbe Vsat（NPN 穩(wěn)壓器） （1）LDO 穩(wěn)壓器（LDO regulators） 在LDO(Low Dropout)穩(wěn)壓器（圖2：LDO穩(wěn)壓器內部結構框圖）中，導通管是一個PNP管。LDO的最大優(yōu)勢就是PNP管只會帶來很小的導通壓降，滿載（Full-load）的跌落電壓的典型值小于500mV，輕載（Light loads）時的壓降僅有1020mV。LDO的壓差為：Vdrop Vsat

3、 （LDO 穩(wěn)壓器） （2）準LDO 穩(wěn)壓器（Quasi-LDO regulators） 準LDO（Quasi-LDO）穩(wěn)壓器（圖3：準 LDO 穩(wěn)壓器內部結構框圖）已經廣泛應用于某些場合，例如：5V到3.3V 轉換器。準LDO介于NPN 穩(wěn)壓器和LDO 穩(wěn)壓器之間而得名， 導通管是由單個PNP 管來驅動單個NPN 管。 因此，它的跌落壓降介于NPN穩(wěn)壓器和LDO之間：VdropVbeVsat （3）穩(wěn)壓器的工作原理（Regulator Operation）所有的穩(wěn)壓器，都利用了相同的技術實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定（圖4：穩(wěn)壓器工作原理圖）。輸出電壓通過連接到誤差放大器（Error Amplifier

4、）反相輸入端（Inverting Input）的分壓電阻（Resistive Divider）采樣（Sampled），誤差放大器的同相輸入端（Non-inverting Input）連接到一個參考電壓Vref。 參考電壓由IC內部的帶隙參考源(Bandgap Reference)產生。誤差放大器總是試圖迫使其兩端輸入相等。為此，它提供負載電流以保證輸出電壓穩(wěn)定：Vout = Vref(1 + R1 / R2) （4）性能比較(Performance Comparison) NPN，LDO和準LDO在電性能參數(shù)上的最大區(qū)別是：跌落電壓（Dropout Voltage）和地腳電流（Ground P

5、in Current）。為了便于分析，我們定義地腳電流為Ignd （參見圖4），并忽略了IC到地的小偏置電流。那么，Ignd等于負載電流IL除以導通管的增益。 NPN 穩(wěn)壓器中，達林頓管的增益很高（High Gain）， 所以它只需很小的電流來驅動負載電流IL。這樣它的地腳電流Ignd也會很低，一般只有幾個mA。 準LDO也有較好的性能，如國半（NS）的LM1085能夠輸出3A的電流卻只有10mA的地腳電流。 然而，LDO的地腳電流會比較高。在滿載時，PNP管的值一般是1520。也就是說LDO的地腳電流一般達到負載電流的7%。 NPN穩(wěn)壓器的最大好處就是無條件的穩(wěn)定，大多數(shù)器件不需額外的外部電

6、容。 LDO在輸出端最少需要一個外部電容以減少回路帶寬（Loop Bandwidth）及提供一些正相位轉移（Positive Phase Shift）補償。 準LDO一般也需要有輸出電容，但容值要小于LDO的并且電容的ESR局限也要少些。反饋及回路穩(wěn)定性（Feedback and Loop Stability） 所有穩(wěn)壓器都使用反饋回路（Feedback Loop）以保持輸出電壓的穩(wěn)定。 反饋信號在通過回路后都會在增益和相位上有所改變，通過在單位增益（Unity Gain，0dB）頻率下的相位偏移總量來確定回路的穩(wěn)定性。波特圖（Bode Plots） 波特圖(Bode Plots)可用來確認回

7、路的穩(wěn)定性，回路的增益（Loop Gain，單位：dB）是頻率（Frequency）的函數(shù)（圖5：典型的波特圖）。 回路增益及其相關內容在下節(jié)介紹。 回路增益可以用網絡分析儀（Network Analyzer）測量。 網絡分析儀向反饋回路(Feedback Path)注入低電平的正弦波(Sine Wave)，隨著直流電壓（DC）的不斷升高， 這些正弦波信號完成掃頻，直到增益下降到0dB。然后測量增益的響應（Gain Response）。 波特圖是很方便的工具，它包含判斷閉環(huán)系統(tǒng)（Closed-loop System）穩(wěn)定性的所有必要信息。 包括下面幾個關鍵參數(shù)：環(huán)路增益（Loop Gain），

8、相位裕度（Phase Margin）和零點（Zeros）、極點（Poles）?；芈吩鲆妫↙OOP GAIN） 閉環(huán)系統(tǒng)（Closed-loop System）有個特性稱為回路增益（Loop Gain）。在穩(wěn)壓電路中，回路增益定義為反饋信號（Feedback Signal）通過整個回路后的電壓增益（Voltage Gain）。為了更好的解釋這個概念，LDO的結構框圖（圖2）作如下修改（圖6：回路增益的測量方法）。 變壓器（Transformer）用來將交流信號（AC Signal）注入（Inject）到“A”、“B”點間的反饋回路。借助這個變壓器，用小信號正弦波（Small-signal Sin

9、e Wave）來“調制”（modulate）反饋信號?？梢詼y量出A、B兩點間的交流電壓（AC Voltage），然后計算回路增益。回路增益定義為兩點電壓的比（Ratio）：LoopGain Va / Vb （5） 需要注意， 從Vb點開始傳輸?shù)男盘枺?通過回路（Loop）時會出現(xiàn)相位偏移（Phase Shift），最終到達Va點。相位偏移（Phase Shift）的多少決定了回路的穩(wěn)定程度（Stability）。反饋（FEEDBACK） 如前所述，所有的穩(wěn)壓器都采用反饋（ Feedback）以使輸出電壓穩(wěn)定。輸出電壓是通過電阻分壓器進行采樣的（圖6），并且該分壓信號反饋到誤差放大器的一個輸入端

10、，誤差放大器的另一個輸入端接參考電壓，誤差放大器將會調整輸出到導通管（Pass Transistor）的輸出電流以保持直流電壓（DC Valtage）的穩(wěn)定輸出。 為了達到穩(wěn)定的回路就必須使用負反饋（Negative Feedback）。負反饋，有時亦稱為改變極性的反饋（degenerative feedback），與源信號的極性相反（圖7：反饋信號的相位示意圖）。 負反饋與源(Source)的極性相反，它總會阻止輸出的任何變化。也就是說，如果輸出電壓想要變高（或變低），負反饋回路總會阻止，強制其回到正常值。 正反饋（Positive Feedback）是指當反饋信號與源信號有相同的極性時就發(fā)

11、生的反饋。此時，回路響應會與發(fā)生變化的方向一致。顯而易見不能達到輸出的穩(wěn)定，不能消除輸出電壓的改變，反而將變化趨勢擴大了。當然，不會有人在線性穩(wěn)壓器件中使用正反饋。但是如果出現(xiàn)180的相移，負反饋就成為正反饋了。相位偏移（PHASE SHIFT）相位偏移就是反饋信號經過整個回路后出現(xiàn)的相位改變（Phase Change）的總和（相對起始點）。相位偏移，單位用度（Degrees）表示，通常使用網絡分析儀（network analyzer）測量。理想的負反饋信號與源信號相位差180（如圖8：相位偏移示意圖），因此它的起始點在180。在圖7中可以看到這180的偏置，也就是波型差半周?？梢钥吹?，從18

12、0開始，增加180的相移，信號相位回到零度，就會使反饋信號與源信號的相位相同，從而使回路不穩(wěn)定。相位裕度（PHASE MARGIN）相位裕度（Phase Margin，單位：度），定義為頻率的回路增益等 0dB（單位增益，Unity Gain）時，反饋信號總的相位偏移與180的差。一個穩(wěn)定的回路一般需要20的相位裕度。 相位偏移和相位裕度可以通過波特圖中的零、極點計算獲得。極點（POLES） 極點（Pole）定義為增益曲線(Gain curve)中斜度（Slope）為20dB/十倍頻程的點（圖9：波特圖中的極點）。每添加一個極點，斜度增加20dB/十倍頻程。增加n個極點，n （20dB/十倍頻

13、程）。每個極點表示的相位偏移都與頻率相關，相移從0到90（增加極點就增加相移）。最重要的一點是幾乎所有由極點（或零點）引起的相移都是在十倍頻程范圍內。注意：一個極點只能增加90的相移，所以最少需要兩個極點來到達180（不穩(wěn)定點）。零點（ZEROS） 零點（Zero）定義為在增益曲線中斜度為20dB/十倍頻程的點（如圖10：波特圖中的零點）。零點產生的相移為0到90，在曲線上有45角的轉變。必須清楚零點就是“反極點”（Anti-pole），它在增益和相位上的效果與極點恰恰相反。這也就是為什么要在LDO穩(wěn)壓器的回路中添加零點的原因，零點可以抵消極點。波特圖分析用包含三個極點和一個零點的波特圖（圖1

14、1：波特圖）來分析增益和相位裕度。假設直流增益（DC gain）為80dB，第一個極點（pole）發(fā)生在100Hz處。在此頻率，增益曲線的斜度變?yōu)?0dB/十倍頻程。1kHz處的零點使斜度變?yōu)?dB/十倍頻程，到10kHz處斜度又變成20dB/十倍頻程。在100kHz處的第三個也是最后一個極點將斜度最終變?yōu)?0dB/十倍頻程。圖11中可看到單位增益點（Unity Gain Crossover，0dB）的交點頻率(Crossover Frequency)是1MHz。0dB頻率有時也稱為回路帶寬（Loop Bandwidth）。相位偏移圖表示了零、極點的不同分布對反饋信號的影響。為了產生這個圖，就

15、要根據分布的零點、極點計算相移的總和。在任意頻率（f）上的極點相移，可以通過下式計算獲得： 極點相移 -arctan(f/fp) （6）在任意頻率（f）上的零點相移，可以通過下式計算獲得： 零點相移 -arctan(f/fz) （7）此回路穩(wěn)定嗎？為了回答這個問題，我們根本無需復雜的計算，只需要知道0dB時的相移（此例中是1MHz）。前兩個極點和第一個零點分布使相位從-180變到+90，最終導致網絡相位轉變到-90。最后一個極點在十倍頻程中出現(xiàn)了0dB點。代入零點相移公式，可以計算出該極點產生了84的相移（在1MHz時）。加上原來的-90相移，全部的相移是-174（也就是說相位裕度是6）。由此

16、得出結論，該回路不能保持穩(wěn)定，可能會引起振蕩。NPN 穩(wěn)壓器補償NPN 穩(wěn)壓器的導通管（見圖1）的連接方式是共集電極的方式。所有共集電極電路的一個重要特性就是低輸出阻抗， 意味著電源范圍內的極點出現(xiàn)在回路增益曲線的高頻部分。由于NPN穩(wěn)壓器沒有固有的低頻極點，所以它使用了一種稱為主極點補償（dominant pole compensation）的技術。方法是，在穩(wěn)壓器的內部集成了一個電容，該電容在環(huán)路增益的低頻端添加了一個極點（圖12：NPN穩(wěn)壓器的波特圖）。NPN穩(wěn)壓器的主極點（Dominant Pole）， 用P1點表示， 一般設置在100Hz處。100Hz處的極點將增益減小為20dB/十

17、倍頻程直到3MHz處的第二個極點（P2）。在P2處，增益曲線的斜率又增加了20dB/十倍頻程。P2點的頻率主要取決于 NPN 功率管及相關驅動電路， 因此有時也稱此點為功率極點（Ppower pole）。另外，P2點在回路增益為10dB處出現(xiàn)，也就表示了單位增益（0dB）頻率處（1MHz）的相位偏移會很小。為了確定穩(wěn)定性，只需要計算0dB頻率處的相位裕度。第一個極點（P1）會產生90的相位偏移，但是第二個極點（P2）只增加了18的相位偏移（1MHz處）。也就是說0dB點處的相位偏移為108，相位裕度為72，表明回路非常穩(wěn)定。需要兩個極點才有可能使回路要達到180的相位偏移（不穩(wěn)定點），而極點P

18、2又處于高頻，它在0dB處的相位偏移就很小了。LDO 穩(wěn)壓器的補償LDO穩(wěn)壓器中的PNP導通管的接法為共射方式（common emitter）。它相對共集電極方式有更高的輸出阻抗。由于負載阻抗和輸出容抗的影響在低頻程處會出現(xiàn)低頻極點（lowfrequency pole）。此極點，又稱負載極點（load pole），用Pl表示。負載極點的頻率由下式計算獲得： F(Pl) 1 / (2 Rload Cout) （8）從此式可知，LDO不能通過簡單的添加主極點的方式實現(xiàn)補償。為什么? 先假設一個5V/50mA的LDO穩(wěn)壓器有下面的條件,在最大負載電流時，負載極點（Pl）出現(xiàn)的頻率為：Pl 1 / (

19、2 Rload Cout)1/(2 100 10-5)160Hz （9）假設內部的補償在1kHz處添加了一個極點。由于PNP功率管和驅動電路的存在，在500kHz處會出現(xiàn)一個功率極點（Ppwr）。假設直流增益為80dB。在最大輸出電流時的負載阻值為RL100，輸出電容為Cout 10uF。使用上述條件可以畫出相應的波特圖（如圖13：未補償?shù)腖DO增益波特圖）?？梢钥闯龌芈肥遣环€(wěn)定的。極點PL和P1每個都會產生90的相移。在0dB處（此例為40kHz），相移達到了180為了減少負相移（阻止振蕩），在回路中必須要添加一個零點。一個零點可以產生90的相移，它會抵消兩個低頻極點的部分影響。因此，幾乎所

20、有的LDO都需要在回路中添加這個零點。該零點一般是通過輸出電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）獲得的。使用 ESR 補償 LDO等效串聯(lián)電阻（ESR）是電容的一個基本特性?？梢詫㈦娙荼硎緸殡娮枧c電容的串聯(lián)等效電路（圖14：電容器的等效電路圖）。輸出電容的ESR在回路增益中產生一個零點，可以用來減少負相移。零點處的頻率值（Fzero）與ESR和輸出電容值密切相關： Fzero 1 / (2 Cout ESR) （10）再看上一節(jié)的例子（圖13），假設輸出電容值Cout 10uF，輸出電容的ESR 1。則零點發(fā)生在16kHz。圖15的波特圖顯示了添加此零點如何使不穩(wěn)定的系統(tǒng)恢復穩(wěn)定。回路的帶寬增加了，單位

21、增益（0dB）的交點頻率從30kHz移到了100kHz。到100kHz處該零點總共增加了81相移（Positive Phase Shift）。也就是減少了極點PL和P1造成的負相移（Negative Phase Shift）。 極點Ppwr處在500kHz，在100kHz處它僅增加了11的相移。累加所有的零、極點，0dB處的總相移為110。也就是有70的相位裕度，系統(tǒng)非常穩(wěn)定。這就解釋了選擇合適ESR值的輸出電容可以產生零點來穩(wěn)定LDO系統(tǒng)。ESR 和穩(wěn)定性通常所有的LDO都會要求其輸出電容的ESR值在某一特定范圍內，以保證輸出的穩(wěn)定性。 LDO制造商會提供一系列由輸出電容ESR和負載電流（L

22、oad Current）組成的定義穩(wěn)定范圍的曲線（圖16：典型LDO的ESR穩(wěn)定范圍曲線），作為選擇電容時的參考。要解釋為什么有這些范圍的存在，我們使用前面提到的例子來說明ESR的高低對相位裕度的影響。高ESR同樣使用上一節(jié)提到的例子，我們假設10uF輸出電容的ESR增加到20。這將使零點的頻率降低到800Hz（圖17：高ESR引起回路振蕩的波特圖）。 降低零點的頻率會使回路的帶寬增加，它的單位增益（0Db）的交點頻率從100kHz 提高到2MHz。 帶寬的增加意味著極點 Ppwr 會出現(xiàn)在帶寬內（對比圖15）。分析圖17波特圖中曲線的相位裕度，發(fā)現(xiàn)如果同時拿掉該零點和P1或PL中的一個極點，

23、對曲線的形狀影響很小。也就是說該回路受到90 相移的低頻極點和發(fā)生76 相移的高頻極點Ppwr共同影響。盡管有 14 的相位裕度，系統(tǒng)可能會穩(wěn)定。但很多經驗測試數(shù)據顯示，當ESR 10時，由于其它的高頻極點的分布（在此簡單模型中未表示）很可能會引入不穩(wěn)定性。低ESR選擇具有很低的ESR的輸出電容，由于一些不同的原因也會產生振蕩。繼續(xù)沿用上一節(jié)的例子，假定10uF輸出電容的ESR只有50m，則零點的頻率會變到320kHz（圖18：低ESR引起回路振蕩的波特圖）。不用計算就知道系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。兩個極點P1和PL在0dB處共產生了180的相移。如果要系統(tǒng)穩(wěn)定，則零點應該在0dB點之前補償正相移。然而

24、，零點在320kHz處，已經在系統(tǒng)帶寬之外了，所以無法起到補償作用。輸出電容的選擇綜上，輸出電容是用來補償LDO穩(wěn)壓器的，所以選擇時必須謹慎?；旧纤械腖DO應用中引起的振蕩都是由于輸出電容的ESR過高或過低。LDO的輸出電容，通常鉭電容是最好的選擇（除了一些專門設計使用陶瓷電容的LDO，例如：LP2985）。測試一個AVX的4.7uF鉭電容可知它在25時ESR為1.3，該值處在穩(wěn)定范圍的中心（圖16）。另一點非常重要，AVX電容的ESR在40到125溫度范圍內的變化小于2:1。鋁電解電容在低溫時的ESR會變大很多，所以不適合作LDO的輸出電容。必須注意大的陶瓷電容（1uF）通常會用很低的E

25、SR（20m），這幾乎會使所有的LDO穩(wěn)壓器產生振蕩（除了LP2985）。如果使用陶瓷電容就要串聯(lián)電阻以增加ESR。大的陶瓷電容的溫度特性很差（通常是Z5U型），也就是說在工作范圍內的溫度的上升和下降會使容值成倍的變化，所以不推薦使用。準LDO補償準LDO（圖3）的穩(wěn)定性和補償，應考慮它兼有LDO和NPN穩(wěn)壓器的特性。因為準LDO穩(wěn)壓器利用NPN導通管，它的共集電極組合也就使它的輸出極（射極）看上去有相對低的阻抗。然而，由于NPN的基極是由高阻抗PNP電流源驅動的，所以準LDO的輸出阻抗不會達到使用NPN達林頓管的NPN穩(wěn)壓器的輸出阻抗那樣低，當然它比真正的LDO的輸出阻抗要低。也就是說準LD

26、O的功率極點的頻率比NPN穩(wěn)壓器的低，因此準LDO也需要一些補償以達到穩(wěn)定。當然了這個功率極點的頻率要比LDO的頻率高很多，因此準LDO只需要很小的電容，而且對ESR的要求也不很苛刻。例如，準LDO LM1085可以輸出高達3A的負載電流，卻只需10uF的輸出鉭電容來維持穩(wěn)定性。準LDO制造商未必提供ESR范圍的曲線圖，所以準LDO對電容的ESR要求很寬松。低ESR的LDO國半（NS）的兩款LCO，LP2985和LP2989，要求輸出電容貼裝象陶瓷電容一樣超低ESR。 這種電容的ESR可以低到510m。 然而這樣小的ESR會使典型的LDO穩(wěn)壓器引起振蕩（圖18）。為什么LP2985在如此低ES

27、R的電容下仍能夠穩(wěn)定工作？ 國半在IC內部放置了鉭輸出電容來補償零點。這樣做是為了將可穩(wěn)定的ESR的上限范圍下降。LP2985的ESR穩(wěn)定范圍是3到500M，因此它可以使用陶瓷電容。未在內部添加零點的典型LDO的可穩(wěn)定的ESR的范圍一般為100m-5，只適合使用鉭電容并不適合使用陶瓷電容。要弄清ESR取之范圍上限下降的原因，請參考圖15。上文提到，此LDO的零點已被集成在IC內部。因此外部電容產生的零點必須處在足夠高的頻率，這樣就不能使帶寬很寬。否則，高頻極點會產生很大的相移從而導致振蕩。使用場效益管（FET）作為導通管LDO的優(yōu)點LDO穩(wěn)壓器可以使用P-FET（P溝道場效應管）作為導通管（圖

28、19：P溝道場效應管LDO內部結構框圖）。為了闡述使用Pl-FET LDO 的好處，在PNP LDO（圖2）中要驅動PNP功率管就需要基極電流?；鶚O電流由地腳（ground pin）流出并反饋回反相輸入電壓端。因此，這些基極驅動電流并未用來驅動負載。它在LDO穩(wěn)壓器中耗損的功耗由下式計算： PWR（Base Drive）Vin Ibase （11）需要驅動PNP管的基極電流等于負載電流除以值（PNP管的增益）。在一些PNP LDO穩(wěn)壓器中值一般為1520（與負載電流相關）。此基極驅動電流產生的功耗可不是我們期望的（尤其是在電池供電的低功耗應用中）。P溝道場效應管（P-FET）的柵極驅動電流極小

29、，較好地解決這個問題。P-FET LDO穩(wěn)壓器的另一個優(yōu)點，是通過調整場效應管（FET）的導通阻抗（ON-resistance）可以使穩(wěn)壓器的跌落電壓更低。 對于集成的穩(wěn)壓器而言，在單位面積上制造的場效應功率管（FET power transistors）的導通阻抗會比雙極型開關管（Bipolar ONP Devices）的導通阻抗低。這就可以在更小封裝（Packages）下輸出更大的電流。開關電源原理及其應用維修技術培訓資料更多同類資料請訪問這方熱土專欄本資料只要不是用于商業(yè)目的，允許自由轉載使用，否則追訴侵權責任。站長 編著第一部分：功率電子器件第一節(jié)：功率電子器件及其應用要求功率電子器件

30、大量被應用于電源、伺服驅動、變頻器、電機保護器等功率電子設備。這些設備都是自動化系統(tǒng)中必不可少的，因此，我們了解它們是必要的。近年來，隨著應用日益高速發(fā)展的需求，推動了功率電子器件的制造工藝的研究和發(fā)展，功率電子器件有了飛躍性的進步。器件的類型朝多元化發(fā)展，性能也越來越改善。大致來講，功率器件的發(fā)展，體現(xiàn)在如下方面：1 器件能夠快速恢復，以滿足越來越高的速度需要。以開關電源為例，采用雙極型晶體管時，速度可以到幾十千赫；使用MOSFET和IGBT，可以到幾百千赫；而采用了諧振技術的開關電源，則可以達到兆赫以上。2 通態(tài)壓降（正向壓降）降低。這可以減少器件損耗，有利于提高速度，減小器件體積。3 電

31、流控制能力增大。電流能力的增大和速度的提高是一對矛盾，目前最大電流控制能力，特別是在電力設備方面，還沒有器件能完全替代可控硅。4 額定電壓：耐壓高。耐壓和電流都是體現(xiàn)驅動能力的重要參數(shù)，特別對電力系統(tǒng)，這顯得非常重要。5 溫度與功耗。這是一個綜合性的參數(shù)，它制約了電流能力、開關速度等能力的提高。目前有兩個方向解決這個問題，一是繼續(xù)提高功率器件的品質，二是改進控制技術來降低器件功耗，比如諧振式開關電源。總體來講，從耐壓、電流能力看，可控硅目前仍然是最高的，在某些特定場合，仍然要使用大電流、高耐壓的可控硅。但一般的工業(yè)自動化場合，功率電子器件已越來越多地使用MOSFET和IGBT，特別是IGBT獲

32、得了更多的使用，開始全面取代可控硅來做為新型的功率控制器件。第二節(jié)：功率電子器件概覽一 整流二極管：二極管是功率電子系統(tǒng)中不可或缺的器件，用于整流、續(xù)流等。目前比較多地使用如下三種選擇：1 高效快速恢復二極管。壓降0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。2 高效超快速二極管。0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。3 肖特基勢壘整流二極管SBD。0.4V，適合5V等低壓電源。缺點是其電阻和耐壓的平方成正比，所以耐壓低（200V以下），反向漏電流較大，易熱擊穿。但速度比較快，通態(tài)壓降低。目前SBD的研究前沿，已經超過1萬伏。二大功率晶體管GTR 分為：單管形式。電流系數(shù)：10-30。

33、雙管形式達林頓管。電流倍數(shù)：100-1000。飽和壓降大，速度慢。下圖虛線部分即是達林頓管。圖1-1：達林頓管應用實際比較常用的是達林頓模塊，它把GTR、續(xù)流二極管、輔助電路做到一個模塊內。在較早期的功率電子設備中，比較多地使用了這種器件。圖1-2是這種器件的內部典型結構。圖1-2：達林頓模塊電路典型結構兩個二極管左側是加速二極管，右側為續(xù)流二極管。加速二極管的原理是引進了電流串聯(lián)正反饋，達到加速的目的。這種器件的制造水平是1800V/800A/2KHz、600V/3A/100KHz左右（參考）。三 可控硅SCR可控硅在大電流、高耐壓場合還是必須的，但在常規(guī)工業(yè)控制的低壓、中小電流控制中，已逐

34、步被新型器件取代。目前的研制水平在12KV/8000A左右（參考）。由于可控硅換流電路復雜，逐步開發(fā)了門極關斷晶閘管GTO。制造水平達到8KV/8KA，頻率為1KHz左右。無論是SCR還是GTO，控制電路都過于復雜，特別是需要龐大的吸收電路。而且，速度低，因此限制了它的應用范圍拓寬。集成門極換流晶閘管IGCT和MOS關斷晶閘管之類的器件在控制門極前使用了MOS柵，從而達到硬關斷能力。四 功率MOSFET又叫功率場效應管或者功率場控晶體管。其特點是驅動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時，導通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。適合低壓100V以下，是比較理想的器件。目前的

35、研制水平在1000V/65A左右（參考）。商業(yè)化的產品達到60V/200A/2MHz、500V/50A/100KHz。是目前速度最快的功率器件。五 IGBT又叫絕緣柵雙極型晶體管。這種器件的特點是集MOSFET與GTR的優(yōu)點于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。 目前這種器件的兩個方向：一是朝大功率，二是朝高速度發(fā)展。大功率IGBT模塊達到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達到150-180KHz。它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET低。盡管電力電子器

36、件發(fā)展過程遠比我們現(xiàn)在描述的復雜，但是MOSFET和IGBT，特別是IGBT已經成為現(xiàn)代功率電子器件的主流。因此，我們下面的重點也是這兩種器件。第三節(jié)：功率場效應管MOSFET功率場效應管又叫功率場控晶體管。一原理：半導體結構分析略。本講義附加了相關資料，供感興趣的同事可以查閱。實際上，功率場效應管也分結型、絕緣柵型。但通常指后者中的MOS管，即MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。它又分為N溝道、P溝道兩種。器件符號如下： N溝道 P溝道圖1-3：MOSFET的圖形符號MOS器件的電極分別為柵極G、漏極D、源極S。

37、和普通MOS管一樣，它也有：耗盡型：柵極電壓為零時，即存在導電溝道。無論VGS正負都起控制作用。增強型：需要正偏置柵極電壓，才生成導電溝道。達到飽和前，VGS正偏越大，IDS越大。一般使用的功率MOSFET多數(shù)是N溝道增強型。而且不同于一般小功率MOS管的橫向導電結構，使用了垂直導電結構，從而提高了耐壓、電流能力，因此又叫VMOSFET。二特點：這種器件的特點是輸入絕緣電阻大（1萬兆歐以上），柵極電流基本為零。驅動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時，導通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。適合低壓100V以下，是比較理想的器件。目前的研制水平在1000V/65A左右（參

38、考）。其速度可以達到幾百KHz，使用諧振技術可以達到兆級。三參數(shù)與器件特性：無載流子注入，速度取決于器件的電容充放電時間，與工作溫度關系不大，故熱穩(wěn)定性好。（1） 轉移特性： ID隨UGS變化的曲線，成為轉移特性。從下圖可以看到，隨著UGS的上升，跨導將越來越高。IDUGS圖1-4：MOSFET的轉移特性（2） 輸出特性（漏極特性）：輸出特性反應了漏極電流隨VDS變化的規(guī)律。 這個特性和VGS又有關聯(lián)。下圖反映了這種規(guī)律。IDIDVDSVGS 圖中，爬坡段是非飽和區(qū)，水平段為飽和區(qū)，靠近橫軸附近為截止區(qū)，這點和GTR有區(qū)別。圖1-5：MOSFET的輸出特性 VGS=0時的飽和電流稱為飽和漏電流

39、IDSS。（3）通態(tài)電阻Ron：通態(tài)電阻是器件的一個重要參數(shù)，決定了電路輸出電壓幅度和損耗。 該參數(shù)隨溫度上升線性增加。而且VGS增加，通態(tài)電阻減小。（4）跨導： MOSFET的增益特性稱為跨導。定義為： Gfs=ID/VGS 顯然，這個數(shù)值越大越好，它反映了管子的柵極控制能力。（5）柵極閾值電壓柵極閾值電壓VGS是指開始有規(guī)定的漏極電流（1mA）時的最低柵極電壓。它具有負溫度系數(shù)，結溫每增加45度，閾值電壓下降10%。（6）電容 MOSFET的一個明顯特點是三個極間存在比較明顯的寄生電容，這些電容對開關速度有一定影響。偏置電壓高時，電容效應也加大，因此對高壓電子系統(tǒng)會有一定影響。 有些資料給

40、出柵極電荷特性圖，可以用于估算電容的影響。以柵源極為例，其特性如下：VGSQG可以看到：器件開通延遲時間內，電荷積聚較慢。隨著電壓增加，電荷快速上升，對應著管子開通時間。最后，當電壓增加到一定程度后，電荷增加再次變慢，此時管子已經導通。圖1-6：柵極電荷特性（8）正向偏置安全工作區(qū)及主要參數(shù)MOSFET和雙極型晶體管一樣，也有它的安全工作區(qū)。不同的是，它的安全工作區(qū)是由四根線圍成的。最大漏極電流IDM：這個參數(shù)反應了器件的電流驅動能力。最大漏源極電壓VDSM：它由器件的反向擊穿電壓決定。 最大漏極功耗PDM：它由管子允許的溫升決定。 漏源通態(tài)電阻Ron：這是MOSFET必須考慮的一個參數(shù)，通態(tài)

41、電阻過高，會影響輸出效率，增加損耗。所以，要根據使用要求加以限制。IDVDSVDSMIDMPCMRON圖1-7：正向偏置安全工作區(qū)第四節(jié)：絕緣柵雙極晶體管IGBT又叫絕緣柵雙極型晶體管。一原理： 半導體結構分析略。本講義附加了相關資料，供感興趣的同事可以查閱。該器件符號如下：CCGEGE N溝道 P溝道圖1-8：IGBT的圖形符號注意，它的三個電極分別為門極G、集電極C、發(fā)射極E。圖1-9：IGBT的等效電路圖。上面給出了該器件的等效電路圖。實際上，它相當于把MOS管和達林頓晶體管做到了一起。因而同時具備了MOS管、GTR的優(yōu)點。二特點：這種器件的特點是集MOSFET與GTR的優(yōu)點于一身。輸入

42、阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET略低。大功率IGBT模塊達到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達到150-180KHz。三參數(shù)與特性： （1）轉移特性ICUGE圖1-10：IGBT的轉移特性這個特性和MOSFET極其類似，反映了管子的控制能力。 （2）輸出特性VCEVGEICID 圖1-11：IGBT的輸出特性它的三個區(qū)分別為：靠近橫軸：正向阻斷區(qū)，管子處于截止狀態(tài)。爬坡區(qū)：飽和區(qū)，隨著負載電流Ic變化，UCE基本不變，即

43、所謂飽和狀態(tài)。水平段：有源區(qū)。 （3）通態(tài)電壓Von：IVONIGBTMOSFET圖1-12：IGBT通態(tài)電壓和MOSFET比較所謂通態(tài)電壓，是指IGBT進入導通狀態(tài)的管壓降VDS，這個電壓隨VGS上升而下降。由上圖可以看到，IGBT通態(tài)電壓在電流比較大時，Von要小于MOSFET。MOSFET的Von為正溫度系數(shù)，IGBT小電流為負溫度系數(shù)，大電流范圍內為正溫度系數(shù)。（4）開關損耗： 常溫下，IGBT和MOSFET的關斷損耗差不多。MOSFET開關損耗與溫度關系不大，但IGBT每增加100度，損耗增加2倍。 開通損耗IGBT平均比MOSFET略小，而且二者都對溫度比較敏感，且呈正溫度系數(shù)。

44、兩種器件的開關損耗和電流相關，電流越大，損耗越高。（5）安全工作區(qū)與主要參數(shù)ICM、UCEM、PCM： IC UCE 安全工作區(qū) ICM UCEMIGBT的安全工作區(qū)是由電流ICM、電壓UCEM、功耗PCM包圍的區(qū)域。圖1-13：IGBT的功耗特性最大集射極間電壓UCEM：取決于反向擊穿電壓的大小。最大集電極功耗PCM：取決于允許結溫。最大集電極電流ICM：則受元件擎住效應限制。所謂擎住效應問題：由于IGBT存在一個寄生的晶體管，當IC大到一定程度，寄生晶體管導通，柵極失去控制作用。此時，漏電流增大，造成功耗急劇增加，器件損壞。安全工作區(qū)隨著開關速度增加將減小。 （6）柵極偏置電壓與電阻IGB

45、T特性主要受柵極偏置控制，而且受浪涌電壓影響。其di/dt明顯和柵極偏置電壓、電阻Rg相關，電壓越高，di/dt越大，電阻越大，di/dt越小。而且，柵極電壓和短路損壞時間關系也很大，柵極偏置電壓越高，短路損壞時間越短。第二部分：開關電源基礎第一節(jié)：開關電源的基本控制原理一開關電源的控制結構：一般地，開關電源大致由輸入電路、變換器、控制電路、輸出電路四個主體組成。如果細致劃分，它包括：輸入濾波、輸入整流、開關電路、采樣、基準電源、比較放大、震蕩器、V/F轉換、基極驅動、輸出整流、輸出濾波電路等。實際的開關電源還要有保護電路、功率因素校正電路、同步整流驅動電路及其它一些輔助電路等。下面是一個典型

46、的開關電源原理框圖，掌握它對我們理解開關電源有重要意義。采樣電路比較放大基準電源V/F轉換震蕩器基極驅動開關器件變壓器整流濾波保護電路功率因素校正濾波整流浪涌抑制輸入電路變換電路輸出電路控制電路PM電路（類型PFM）圖2-1：開關電源的基本結構框圖 根據控制類型不同，PM（脈沖調制）電路可能有多種形式。這里是典型的PFM結構。二開關電源的構成原理：（一）輸入電路：線性濾波電路、浪涌電流抑制電路、整流電路。作用：把輸入電網交流電源轉化為符合要求的開關電源直流輸入電源。1線性濾波電路：抑制諧波和噪聲。2浪涌濾波電路： 抑制來自電網的浪涌電流。3整流電路： 把交流變?yōu)橹绷鳌?有電容輸入型、扼流圈輸入

47、型兩種，開關電源多數(shù)為前者。（二）變換電路：含開關電路、輸出隔離（變壓器）電路等，是開關電源電源變換的主通道，完成對帶有功率的電源波形進行斬波調制和輸出。這一級的開關功率管是其核心器件。1開關電路驅動方式：自激式、他激式。變換電路：隔離型、非隔離型、諧振型。功率器件：最常用的有GTR、MOSFET、IGBT。調制方式：PWM、PFM、混合型三種。PWM最常用。2變壓器輸出 分無抽頭、帶抽頭。半波整流、倍流整流時，無須抽頭，全波時必須有抽頭。（三）控制電路：向驅動電路提供調制后的矩形脈沖，達到調節(jié)輸出電壓的目的。基準電路：提供電壓基準。如并聯(lián)型基準LM358、AD589，串聯(lián)型基準AD581、R

48、EF192等。采樣電路：采取輸出電壓的全部或部分。比較放大：把采樣信號和基準信號比較，產生誤差信號，用于控制電源PM電路。V/F變換：把誤差電壓信號轉換為頻率信號。振蕩器：產生高頻振蕩波。基極驅動電路：把調制后的振蕩信號轉換成合適的控制信號，驅動開關管的基極。（四）輸出電路：整流、濾波。把輸出電壓整流成脈動直流，并平滑成低紋波直流電壓。輸出整流技術現(xiàn)在又有半波、全波、恒功率、倍流、同步等整流方式。第二節(jié)：各類拓補結構電源分析一非隔離型開關變換器（一）降壓變換器Buck電路：降壓斬波器，入出極性相同。由于穩(wěn)態(tài)時，電感充放電伏秒積相等，因此：（Ui-Uo）*ton=Uo*toff， Ui*ton-

49、Uo*ton=Uo*toff,Ui*ton=Uo(ton+toff),Uo/Ui=ton/(ton+toff)= 即，輸入輸出電壓關系為：Uo/Ui=(占空比)UoIDSIDVDIDLIDCID圖2-2：Buck電路拓補結構在開關管S通時，輸入電源通過L平波和C濾波后向負載端提供電流；當S關斷后，L通過二極管續(xù)流，保持負載電流連續(xù)。輸出電壓因為占空比作用，不會超過輸入電源電壓。（二）升壓變換器Boost電路：升壓斬波器，入出極性相同。利用同樣的方法，根據穩(wěn)態(tài)時電感L的充放電伏秒積相等的原理，可以推導出電壓關系：UiIDUoIDSIDVDIDLIDCIDUo/Ui=1/（1-）圖2-3：Boos

50、t電路拓補結構這個電路的開關管和負載構成并聯(lián)。在S通時，電流通過L平波，電源對L充電。當S斷時，L向負載及電源放電，輸出電壓將是輸入電壓Ui+UL，因而有升壓作用。（三）逆向變換器Buck-Boost電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電感傳輸。電壓關系：Uo/Ui=-/（1-）UiIDUoIDSIDVDIDCIDL圖2-4：Buck-Boost電路拓補結構S通時，輸入電源僅對電感充電，當S斷時，再通過電感對負載放電來實現(xiàn)電源傳輸。所以，這里的L是用于傳輸能量的器件。（四）丘克變換器Cuk電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電容傳輸。電壓關系：Uo/Ui=-/（1-）。 N2C1TC2L2RU

51、oVDL1SUi圖2-5：Cuk變換器電路拓補結構當開關S閉合時，Ui對L1充電。當S斷開時，Ui+EL1通過VD對C1進行充電。再當S閉合時，VD關斷，C1通過L2、C2濾波對負載放電，L1繼續(xù)充電。這里的C1用于傳遞能量，而且輸出極性和輸入相反。二隔離型開關變換器1推挽型變換器下面是推挽型變換器的電路。S2S1LCRN1N1 N2N2UiUoT圖2-6：推挽型變換電路S1和S2輪流導通，將在二次側產生交變的脈動電流，經過全波整流轉換為直流信號，再經L、C濾波，送給負載。由于電感L在開關之后，所以當變比為1時，它實際上類似于降壓變換器。2半橋型變換器圖2-6給出了半橋型變換器的電路圖。當S1

52、和S2輪流導通時，一次側將通過電源-S1-T-C2-電源及電源-C1-T-S2-電源產生交變電流，從而在二次側產生交變的脈動電流，經過全波整流轉換為直流信號，再經L、C濾波，送給負載。C2UiS2S1LRN1 N2N2UoTC1C2同樣地，這個電路也相當于降壓式拓補結構。圖2-7：半橋式變換電路3全橋型變換器下圖是全橋變換器電路。CUiS3S2LRN1 N2N2UoTS4S1圖2-8：全橋式變換電路當S1、S3和S2、S4兩兩輪流導通時，一次側將通過電源-S2-T-S4-電源及電源-S1-T-S3-電源產生交變電流，從而在二次側產生交變的脈動電流，經過全波整流轉換為直流信號，再經L、C濾波，送

53、給負載。這個電路也相當于降壓式拓補結構。4正激型變換器下圖為正激式變換器。TN3CLR N2UoSN1VD1VD2VD3Ui圖2-9：正激型變換器電路當S導通時，原邊經過輸入電源-N1-S-輸入電源，產生電流。當S斷開時，N1能量轉移到N3，經N3-電源-VD3向輸入端釋放能量，避免變壓器過飽和。VD1用于整流，VD2用于S斷開期間續(xù)流。5隔離型Cuk變換器 隔離型Cuk變換器電路如下所示： N2C12TC2L2RUoSN1VDUiL1C11圖2-10：隔離型Cuk變換器當S導通時，Ui對L1充電。當S斷開時，Ui+EL1對C11及變壓器原邊放電，同時給C11充電，電流方向從上向下。附邊感應出脈動直流信號，通過VD對C12反向充電。在S導通期間，C12的反壓將使VD關斷，并通過L2、C2濾波后，對負載放電。這里的C12明顯是用于傳遞能量的，所以Cuk電路是電容傳輸變換電路。6電流變換器能量回饋型電流變換器電路如下圖所示。S2S1CRN1N1 N2N2UiUoTN4N3VD1VD2VD3圖2-11：能量回饋型電流變換器電路該電路與推挽電路類似。不同的是，在主通路上串聯(lián)了一個電感。其作用是在S1、S2斷開期間，使得變壓器能量轉