摘要在開關電源中

1、摘要：在開關電源中，EMI濾波器對共模和差模傳導噪聲的抑制起著顯著的作用。在研究濾波器原理的基礎上，探討了一種對共模、差模信號進行獨立分析，分別建模的方法，最后基于此提出了一種EMI濾波器的設計程序。 關鍵詞：開關電源；EMI濾波器；共模；差模 0    引言     高頻開關電源由于其在體積、重量、功率密度、效率等方面的諸多優(yōu)點，已經被廣泛地應用于工業(yè)、國防、家電產品等各個領域。在開關電源應用于交流電網的場合，整流電路往往導致輸入電流的斷續(xù)，這除了大大降低輸入功率因數(shù)外，還增加了大量高次諧波。同時，開關電源中功率開關管的高速開關動作

2、（從幾十kHz到數(shù)MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）騷擾源。從已發(fā)表的開關電源論文可知，在開關電源中主要存在的干擾形式是傳導干擾和近場輻射干擾，傳導干擾還會注入電網，干擾接入電網的其他設備。     減少傳導干擾的方法有很多，諸如合理鋪設地線，采取星型鋪地，避免環(huán)形地線，盡可能減少公共阻抗；設計合理的緩沖電路；減少電路雜散電容等。除此之外，可以利用EMI濾波器衰減電網與開關電源對彼此的噪聲干擾。     EMI騷擾通常難以精確描述，濾波器的設計通常是通過反復迭代，計算制作以求逐步逼近設計

3、要求。本文從EMI濾波原理入手，分別通過對其共模和差模噪聲模型的分析，給出實際工作中設計濾波器的方法，并分步驟給出設計實例。 1    EMI濾波器設計原理     在開關電源中，主要的EMI騷擾源是功率半導體器件開關動作產生的dv/dt和di/dt，因而電磁發(fā)射EME(Electromagnetic Emission)通常是寬帶的噪聲信號，其頻率范圍從開關工作頻率到幾MHz。所以，傳導型電磁環(huán)境（EME）的測量，正如很多國際和國家標準所規(guī)定，頻率范圍在0.1530MHz。設計EMI濾波器，就是要對開關頻率及其高次諧波的噪聲給予足夠的

4、衰減。基于上述標準，通常情況下只要考慮將頻率高于150kHz的EME衰減至合理范圍內即可。     在數(shù)字信號處理領域普遍認同的低通濾波器概念同樣適用于電力電子裝置中。簡言之，EMI濾波器設計可以理解為要滿足以下要求：     1）規(guī)定要求的阻帶頻率和阻帶衰減；（滿足某一特定頻率fstop有需要Hstop的衰減）；     2）對電網頻率低衰減（滿足規(guī)定的通帶頻率和通帶低衰減）；     3）低成本。 1.1    常用低通濾波器模型  

5、;   EMI濾波器通常置于開關電源與電網相連的前端,是由串聯(lián)電抗器和并聯(lián)電容器組成的低通濾波器。如圖1所示，噪聲源等效阻抗為Zsource、電網等效阻抗為Zsink。濾波器指標（fstop和Hstop）可以由一階、二階或三階低通濾波器實現(xiàn)，濾波器傳遞函數(shù)的計算通常在高頻下近似，也就是說對于n階濾波器，忽略所有k相關項（當k<n），只取含n相關項。表1列出了幾種常見的濾波器拓撲及其傳遞函數(shù)。特別要注意的是要考慮輸入、輸出阻抗不匹配給濾波特性帶來的影響。 圖1    濾波器設計等效電路 表1    幾種濾波器模

6、型及傳遞函數(shù) 1.2    EMI濾波器等效電路     傳導型EMI噪聲包含共模（CM）噪聲和差模(DM)噪聲兩種。共模噪聲存在于所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間，其產生來源被認為是兩電氣回路之間絕緣泄漏電流以及電磁場耦合等；差模噪聲存在于交流相線(L、N)之間，產生來源是脈動電流，開關器件的振鈴電流以及二極管的反向恢復特性。這兩種模式的傳導噪聲來源不同，傳導途徑也不同，因而共模濾波器和差模濾波器應當分別設計。     顯然，針對兩種不同模式的傳導噪聲，將其分離并分別測量出實際水平是十分必要的，

7、這將有利于確定那種模式的噪聲占主要部分，并相應地體現(xiàn)在對應的濾波器設計過程中，實現(xiàn)參數(shù)優(yōu)化。在文獻6和7中，提供了兩種用于區(qū)分共模和差模噪聲的噪聲分離器，他們能有選擇地對共?；虿钅Ｔ肼曋辽偎p50dB，因而可有效地測量出共模和差模成分。分離器的原理和使用超出了本文的討論范圍，詳細內容可見參考文獻6和7。     以一種常用的濾波器拓撲圖2(a)為例，分別對共模、差模噪聲濾波器等效電路進行分析。圖2(b)及圖2(c)分別代表濾波器共模衰減和差模衰減等效電路。分析電路可知，Cx1和Cx2只用于抑制差模噪聲，理想的共模扼流電感LC只用于抑制共模噪聲。但是，由于實際的LC

8、繞制的不對稱，在兩組LC之間存在有漏感Lg也可用于抑制差模噪聲。Cy即可抑制共模干擾、又可抑制差模噪聲，只是由于差模抑制電容Cx2遠大于Cy，Cy對差模抑制可忽略不計。同樣，LD既可抑制共模干擾、又可抑制差模干擾，但LD遠小于LC，因而對共模噪聲抑制作用也相對很小。 （a）常用的濾波器拓撲 （b）共模衰減等效電路 （c）差模衰減等效電路 圖2    一種常用的濾波器拓撲     由表1和圖2可以推出，對于共模等效電路，濾波器模型為一個二階LC型低通濾波器，將等效共模電感記為LCM，等效共模電容記為CCM，則有   

9、  LCM=LCLD（1）     CCM=2Cy（2）     對于差模等效電路，濾波器模型為一個三階CLC型低通濾波器,將等效差模電感記為LDM，等效差模電容記為CDM（令Cx1=Cx2且認為Cy/2<<Cx2），則有     LDM=2LDLg（3）     CDM=Cx1=Cx2（4）     LC型濾波器截止頻率計算公式為     fR,CM=（5）    

10、; 將式（1）及式（2）代入式（5），則有     fR,CM=（LC>>LD）（6）     CLC型濾波器截止頻率計算公式為     fR,DM=（7）     將式（3）及式（4）代入式（7），則有     fR,DM=（8）     在噪聲源阻抗和電網阻抗均確定，且相互匹配的情況下，EMI濾波器對共模和差模噪聲的抑制作用，如圖3所示。 圖3    濾波器差模與共模衰減

11、 2    設計EMI濾波器的實際方法 2.1    設計中的幾點考慮     EMI濾波器的效果不但依賴于其自身，還與噪聲源阻抗及電網阻抗有關。電網阻抗Zsink通常利用靜態(tài)阻抗補償網絡(LISN)來校正，接在濾波器與電網之間，包括電感、電容和一個50電阻，從而保證電網阻抗可由已知標準求出。而EMI源阻抗則取決于不同的變換器拓撲形式。     以典型的反激式開關電源為例，如圖4（a）所示，其全橋整流電路電流為斷續(xù)狀態(tài)，電流電壓波形如圖5所示。對于共模噪聲，圖4(b)所示Zs

12、ource可以看作一個電流源IS和一個高阻抗ZP并聯(lián)；圖4(c)中對于差模噪聲，取決于整流橋二極管通斷情況，Zsource有兩種狀態(tài)：當其中任意兩只二極管導通時，Zsource等效為一個電壓源VS與一個低值阻抗ZS串連；當二極管全部截止時，等效為一個電流源IS和一個高阻抗ZP并聯(lián)。因而噪聲源差模等效阻抗Zsource以2倍工頻頻率在上述兩種狀態(tài)切換2。 （a）典型反激式開關電源 （b）共模噪聲源等效電路（c）差模噪聲源等效電路 圖4    典型反激式開關電源及其噪聲源等效電路 圖5    電源輸入端電壓、電流波形  

13、0;  在前述設計過程中，EMI濾波器元件（電感、電容）均被看作是理想的。然而由于實際元件存在寄生參數(shù)，比如電容的寄生電感，電感間的寄生電容，以及PCB板布線存在的寄生參數(shù)，實際的高頻特性往往與理想元件仿真有較大的差異。這涉及到EMC高頻建模等諸多問題，模型的參數(shù)往往較難確定，所以，本文僅考慮EMI濾波器的低頻抑制特性，而高頻建?？蓞⒖次墨I8等。故ZS及ZP取值與這些寄生電容、電感以及整流橋等效電容等寄生參數(shù)有關，直接采用根據電路拓撲及參數(shù)建模的方案求解源阻抗難以實現(xiàn)，因而，在設計中往往采用實際測量Zsource。 2.2    實際設計步驟  

14、;   EMI濾波器設計往往要求在實現(xiàn)抑制噪聲的同時，自身體積要盡可能小，成本要盡可能低廉。同時，濾波效果也取決于實際的噪聲水平的高低，分析共模和差模噪聲的干擾權重，為此，在設計前要求確定以下參量，以實現(xiàn)設計的優(yōu)化。     1）測量干擾源等效阻抗Zsource和電網等效阻抗。實際過程中往往是依靠理論和經驗的指導，先作出電源的PCB板，這是因為共模、差模的噪聲源和干擾途徑互不相同，電路板走線的微小差異都可能導致很大EME變化。     2）測量出未加濾波器前的干擾噪聲頻譜，并利用噪聲分離器將共模噪聲VMEASURE

15、E,CM和差模噪聲Vmeasure,CM分離，做出相應的干擾頻譜。     接著就可以進行實際的設計了，仍以本文中提出的濾波器模型為例，步驟如下。     （1）依照式（9）計算濾波器所需要的共模、差模衰減，并做出曲線Vmeasure，CMf和Vmeasure，DMf，其中Vmeasure，CM和Vmeasure，DM已經測得，Vstandard，CM和Vstandard，DM可參照傳導EMI干擾國標設定。加上3dB的原因在于用噪音分離器的測量值比實際值要大3dB。     (Vreq,CM)dB=(Vm

16、easure,CM)(Vstandard,CM)3dB     (Vreq,DM)dB=(Vmeasure,DM)(Vstandard,DM)3dB（9）     （2）由圖3可知，斜率分別為40dB/dec和60dB/dec的兩條斜線與頻率軸的交點即為fR,CM和fR，DM。作Vmeasure，CMf和Vmeasure，DMf的切線，切線斜率分別為40dB/dec和60dB/dec，比較可知，只要測量他們與頻率軸的交點，即可得出fR,CM和fR，DM，圖6所示為其示意圖。 （a）實線為共模目標衰減；虛線為斜率為40dB/dec切線

17、（b）實線為差模目標衰減；虛線為斜率為60dB/dec切線 圖6    fR,DM與fR,CM的確定     （3）濾波器元件參數(shù)設計     共模參數(shù)的選取    Cy接在相線和大地之間，該電容器容量過大將會造成漏電流過大，安全性降低。對漏電流要求越小越好，安全標準通常為幾百A到幾mA。     EMI對地漏電流Iy計算公式為     Iy=2fCVc（10） 式中：f為電網頻率。   

18、0; 在本例中，Vc是電容Cy上的壓降，f=50Hz，C=2Cy，Vc=220/2=110V，則     Cy=（11） 若設定對地漏電流為0.15mA，可求得Cy2200pF。將Cy代入步驟（2）中求得fR,CM值，再將fR,CM代入式（6）中可得     Lc=（12）     差模參數(shù)選取    由式（8）可知，Cx1，Cx2，以及LD的選取沒有唯一解，允許設計者有一定的自由度。     由圖2可知，共模電感Lc的漏感Lg也可抑制差模噪聲，有時為了簡化濾波器，也可以省去LD。經驗表明，漏感Lg量值多為Lc量值的0.52。Lg可實測獲得。此時，相應地Cx1、Ccx2值要更大。 3    結語     本文的論述是基于低通濾波器的低頻模型分析。由于實際元件寄生參數(shù)的影響，尤其在高頻段更加顯著，因而往