單相ACDC變換電路

1、2013年全國大學生電子設計競賽單相AC-DC 變換電路（A題）【本科組】2013年9月7日摘要：本設計利用PFC控制系統和51單片機控制系統，通過對電路系統實施監(jiān)控和調整，來達到對電路性能的提升，以保證電路輸出滿足題目要求，負載電壓誤差不超過±0.1V,負載調整率和電壓調整率均不超過0.5%，功率因數在95%以上。并且能夠使電路在出現過流時能系統斷電，實現保護，保證整個電路系統安全、高效的運行。關鍵詞：PFC控制，單片機控制，自行校正目錄1.設計方案評定與選擇5方案一：5方案二：5方案三：52.單元模塊設計62.1 AC/DC電源模塊62.2 Boost升壓模塊62.2.1Boos

2、t升壓結構特性分析62.2.2 樣機電路設計82.2.3儲能電感L92.2.4 輸出電壓取樣電阻R1、R292.2.5 開管S關102.2.6 輸出二極管D和輸出電容器C2102.2.7 外補償網絡112.2.8 斜坡補償112.3 功率因數校正模塊122.4 功率因數測量模塊132.5 電路保護模塊142.6 89C54單片機控制模塊142.7 LCD液晶顯示模塊142.7.1液晶顯示原理142.7.2引腳功能說明152.7.3 1602液晶模塊的指令（說明：1為高電平、0為低電平）152.8 直流電源供電模塊163.程序設計164.系統調試與分析174.1測試儀器：174.2 硬件調試17

3、4.3 軟件調試174.4 軟硬聯調184.5結果分析（系統對題目完成情況）185結束語186參考文獻：18附錄一：控制電路18附錄二：源程序18單相AC-DC 變換電路（A題）【本科組】1.設計方案評定與選擇89C52單片機控制模塊、LCD液晶顯示模塊、按鍵控制模塊、直流電源供電模塊組成。在本設計中，核心采用PFC校正技術，因此重點對PFC控制方案的選取進行論證。方案一：使用PWM斬波后利用高頻變壓器隔離升壓的方案。該方案電路原理簡單，所需元器件少，方便焊接。但由于高頻變壓器的加工設計等問題，改進難度大，使用受到限制，而且其電壓需要高頻整流濾波，電壓毛刺較大，精度低，所以不用該方案。方案二：

4、選用TI公司的UC3854。UC3854封裝引腳多，從而導致應用電路復雜，線路之間的干擾較大，因此產品的噪聲較大。對焊接工藝要求較高，而且調試電路的難度較大。UC3854 組成的PFC 電路還需要調節(jié)電壓放大器電流、放大器和乘法器。方案三：采用帶PFC的Boost型DCDC升壓器。該電路有專用的控制芯片，容易實現，電路結構簡單，同時采用PFC功率因數校正技術，功耗低，輸出電壓范圍寬。輸出電壓波形中毛刺也比方案一要小。選用TI公司的UCC28019。UCC28019交流輸入市電電流總諧波畸變率低，功率校正因數高，抗干擾能力強，封裝引腳較少，PFC控制部分電路相對簡單。只需調節(jié)一個放大器的補償網絡

5、即可, 高壓起動源直接接在高壓輸入端，光耦直接接到IC 的端子，不再處理放大器的補償，前沿消隱做在IC 內部，IC 外部只有電流取樣。這樣的做法使設計的步驟減少了。綜合比較，選擇方案三。方案流程圖如圖2所示圖2 方案流程圖2.單元模塊設計2.1 AC/DC電源模塊自耦變壓器是輸出和輸入共用一組線圈的特殊變壓器。通過改變初、次級的線圈匝數比的關系來改變初、次級線圈端電壓，實現電壓的變換。由于初級和次級線圈直接相連，致使會有跨級漏電的危險。隔離變壓器是一種1/1的變壓器，它的輸出端跟輸入端是完全“斷路”隔離的，這樣就有效的對變壓器的輸入端起到了一個良好的過濾作用，從而給用電設備提供了純凈的電源電壓

6、。加之它的次級不與大地相連，任意兩線與大地之間沒有電位差，人接觸任意一條線都不會發(fā)生觸電，這樣就比較安全。由于MOSFET管工作時頻繁的開關，因此對電路的干擾較大，在整流電路前加入EMI濾波電路，從而達到降低噪聲的作用。設計中還加入了壓敏電阻VAR1,當電路中回路電流過大時，壓敏電阻VAR1閉合保險絲F1熔斷從而達到保護電路的目的。當輸入為220V交流電壓時，首先經過隔離變壓器降至18V左右交流電壓。再經過保護和濾波后輸出端接入整流橋，整流部分選用了全波橋式整流電路，輸出為直流電壓。在選擇二極管時，其額定正向電流必須大于流過它的平均電流ID，其反向擊穿電壓必須大于它兩端承受的最大反向電壓VRM

7、 。由此確定整流二極管的參數。 利用上述特點，按自耦變壓器、隔離變壓器和橋式整流器的順序將三者連接起來，就夠成了一個可調、濾波、安全的AC/DC降壓模塊，如圖3所示。圖3AC/DC降壓模塊2.2 Boost升壓模塊2.2.1Boost升壓結構特性分析 Boost升壓電路，可以工作在電流斷續(xù)工作模式(DCM)和電流連續(xù)工作模式(CCM)。CCM工作模式適合大功率輸出電路，考慮到負載達到10以上時，電感電流需保持連續(xù)狀態(tài)，因此，按CCM工作模式來進行特性分析。Boost拓撲結構升壓電路基本波形如圖3所示 圖4 Boost升壓電路基本波形 ton時，開關管S為導通狀態(tài)，二極管D處于截止狀態(tài)，流經電感

8、L和開關管的電流逐漸增大，電感L兩端的電壓為Vi，考慮到開關管S漏極對公共端的導通壓降Vs，即為Vi-Vs。ton時通過L的電流增加部分ILon滿足式(1)。 (1)式中：Vs為開關管導通時的壓降和電流取樣電阻Rs上的壓降之和，約0.60.9V。    toff時，開關管S截止，二極管D處于導通狀態(tài)，儲存在電感L中的能量提供給輸出，流經電感L和二極管D的電流處于減少狀態(tài)，設二極管D的正向電壓為Vf，toff時，電感L兩端的電壓為Vo+Vf-Vi，電流的減少部分ILoff滿足式(2)。 (2)式中：Vf為整流二極管正向壓降，快恢復二極管約0.8V，肖特基二極管約0.

9、5V。    在電路穩(wěn)定狀態(tài)下，即從電流連續(xù)后到最大輸出時，ILon=ILoFf，由式(1)和(2)可得 (3)因占空比，即最大占空比 (4)如果忽略電感損耗，電感輸入功率等于輸出功率，即 (5)由式(4)和式(5)得電感器平均電流 (6)同時由式(1)得電感器電流紋波 (7)式中：f為開關頻率。為保證電流連續(xù)，電感電流應滿足 (8)考慮到式(6)、式(7)和式(8)，可得到滿足電流連續(xù)情況下的電感值為 (9)另外，由Boost升壓電路結構可知，開關管電流峰值Is(max)=二極管電流峰值Id(max)=電感器電流峰值ILP， (10)開關管耐壓 (11)二極管反

10、向耐壓 (12) 樣機電路設計樣機的電路圖如圖2所示，是基于UCC28019控制的升壓式DCDC變換器。電路的技術指標為：輸入Vi=18V，輸出Vo=30V、Io=2A，頻率f49 kHz，輸出紋波噪聲1。根據技術指標要求，結合Boost電路結構的定性分析，對圖5的樣機電路設計與關鍵參數的選擇進行具體的說明。 圖5 Boost升壓模塊儲能電感L根據輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比。由式(4)得DMAX=0.4當輸出最大負載時至少應滿足電路工作在CCM模式下，即必須滿足式(9)，   L=220µH同時考慮在10額定負載以上電流連續(xù)的情況，實際設計時可以假

11、設電路在額定輸出時，電感紋波電流為平均電流的2030，因增加IL可以減小電感L，但為不增加輸出紋波電壓而須增大輸出電容C2，取30為平衡點，即流過電感L的峰值電流由式（10）得L可選用電感量為200500H且通過4.5A以上電流不會飽和的電感器。電感的設計包括磁芯材料、尺寸選擇及繞組匝數計算、線徑選用等。電路工作時重要的是避免電感飽和、溫升過高。磁芯和線徑的選擇對電感性能和溫升影響很大，材質好的磁芯如環(huán)形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強，EMI低。而選用線徑大的導線繞制電感，能有效降低電感的溫升。2.2.4 輸出電壓取樣電阻R1、R2因UCC28019的腳2為誤差放大器反向輸入端，芯片內正向輸入

12、端為基準2.5v，可知輸出電壓Vo=2.5(1+R1R2)，根據輸出電壓可確定取樣電阻R1、R2的取值。由于儲能電感的作用，在開關管開啟和關閉時會形成大的尖峰電流，在檢測電阻Rs上產生一個尖峰脈沖，為防止造成UC3842的誤動作，在Rs取樣點到UC3842的腳3間加入R、C濾波電路，R、C時間常數約等于電流尖峰的持續(xù)時間。2.2.5 開管S關開關管的電流峰值由式(10)得Iv(max)=ILP=4.17A開關管的耐壓由式(11)得Vds(off)=Vo+Vf=30+0.8=30.8V按20的余量，可選用6A50V以上的開關管。為使溫升較低，應選用Rds較小的MOS開關管，要考慮的是通態(tài)電阻Rd

13、s會隨PN結溫度T1的升高而增大。下圖為實測開關管的開關電壓波形和電流瞬態(tài)波形圖如圖6所示。圖6 實測開關管的開關電壓波形和電流瞬態(tài)波形圖2.2.6 輸出二極管D和輸出電容器C2升壓電路中輸出二極管D必須承受和輸出電壓值相等的反向電壓，并傳導負載所需的最大電流。二極管的峰值電流Id(max)=ILP=5.11A，本電路可選用6A50V以上的快恢復二極管，若采用正向壓降低的肖特基二極管，整個電路的效率將得到提高。輸出電容C2的選定取決于對輸出紋波電壓的要求，紋波電壓與電容的等效串聯電阻ESR有關，電容器的容許紋波電流要大于電路中的紋波電流。電容的ESR<Vo/IL=30x1/1.33=0.

14、22。另外，為滿足輸出紋波電壓相對值的要求，濾波電容量應滿足1157µF根據計算出的ESR值和容量值選擇電容器，由于低溫時ESR值增大，故應按低溫下的ESR來選擇電容，因此，選用1000F50V以上頻率特性好的電解電容可滿足要求。2.2.7 外補償網絡UCC28019誤差放大器的輸出端腳l與反相輸入端腳2之間外接補償網絡Rf、Cf。 Rf、Cf的取值取決于UCC28019環(huán)路電壓增益、額定輸出電流和輸出電容，通過改變Rf、Cf的值可改變放大器閉環(huán)增益和頻響。為使環(huán)路得到最佳補償，可測試環(huán)路的穩(wěn)定度，測量Io脈動時輸出電壓Vo的瞬態(tài)響應來加以判斷。   

15、圖7為Cf選用0.0lF和470pF時動態(tài)響應控制波形的區(qū)別，上沖下降幅度和復位時間都有差別。圖7 Cf選用0.0lF和470pF時動態(tài)響應控制波形2.2.8 斜坡補償在實用電路中，增加斜坡補償網絡，一般有二種方法，一是從斜坡端腳4接補償網絡Rx、Cx至誤差放大器反相輸入端腳2，使誤差放大器輸出為斜坡狀，再與Rs上感應的電壓比較。二是從斜坡端腳4接補償網絡Rx、Cx到電流感應端腳3，將在Rs的感應電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差電壓進行比較，作用是防止諧波振蕩現象，避免UC3842工作不穩(wěn)定，同時改善電流型控制開關電壓的噪聲特性。本文采用方法二。2.3 功率因數校正模塊該系統（如圖7所示）

16、采用有源功率因數校正，可改善電源輸入功率因數，減小輸入電流諧波。其主要實現方式有2 種：(1)兩級PFC技術，即在整流濾波和DCDC功率級之間加入有源PFC電路為前置級，用于提高功率因數和實現DCDC級輸入的預穩(wěn)，該技術一般用于較大功率輸出場合；(2)單級PFC技術，即將PFC級與DCDC級中的元件共用，實現統一控制，通常共用器件為MOSFET。該方式設計與優(yōu)化尤為重要，適用于小功率應用。有源功率因數校正的控制方式又可根據電感電流是否連續(xù)分為平均電流型控制、CCMDCM邊界控制和電流箝位控制模式。其中CCMDCM邊界控制 Boost PFC是一種滯后控制技術，其上限為正弦基準電流，由輸出檢測信

17、號經誤差放大后與輸入全波電壓檢測信號相乘得到，下限為零。具體工作過程為：檢測電感電流并與正弦電流基準信號相比較，當電感電流達到該基準時，關斷開關：當電感電流為零則再次導通，使電感電流為臨界電流工作狀態(tài)。即CCMDCM邊界，可消除二極管的反向恢復損耗，大大減小主開關的非零電壓導通損耗。該技術優(yōu)點是控制簡單，使用專用器件的外圍元件數量少。運用Boost電路的PFC，在 CCM模式下輸入電流畸變小且易于濾波，開關管的電流應力也小，可以處理較大的功率并保持較高的效率。這里選用CCM模式PFC控制器UCC28019實現最終的功率因數校正。該器件采用軟啟動機制，動態(tài)響應良好，結合外圍電路可實現輸入欠壓保護

18、，開環(huán)保護，輸出過壓保護，軟過流控制(SOC)和峰值電流限制等功能。系統輸出電壓由該器件VSENSE引腳所接分壓電阻與其內部+5 V的基準決定。由公式 可得，通過調節(jié)分壓電阻的比率實現輸出電壓的數字可調。PFC控制部分的電路設計見附錄1，芯片管腳3電流信號的采集通常采用串聯一個電阻，這種方案電路結構簡單，成本低，開關電流通過MOSFET開關源串連的分路電阻轉換為一個電壓。該分壓電阻從源極（地）連接到輸入整流器返回引腳3。這種檢測電流的方法會產生一個負電壓，這對于IC而言并不理想，但方案容易實現，所以本方案采用串聯一個電阻。經計算 ，本方案用0.05。圖7 功率因數校正框架2.4 功率因數測量模

19、塊變壓器副邊處通過電流互感器和電壓互感器取樣交流信號，然后經雙路比較器LM393整形后利用等精度法測量相位差，得到系統功率因數。LM393的整形電路如圖8所示。根據公式進行編程，即可算出功率因數。圖8 功率因數測量模塊2.5 電路保護模塊圖9 繼電器驅動電路圖繼電器驅動接口電路如圖9所示，如果輸入信號為低電平，三極管的基極就會被拉低而產生足夠的基極電流，使三極管導通，繼電器就會得電吸合，從而斷電保護。繼電器的輸出端并聯100的電阻和6800pF的電容，目的是避免繼電器吸合與釋放期間產生火花。每個繼電器都有一對常開常閉的觸點，便于在其他電路中使用，繼電器線圈兩端反相并聯的二極管是起到吸收反向電動

20、勢的功能，保護相應的驅動三極管，這種繼電器驅動方式硬件結構比較簡單。2.6 89C54單片機控制模塊該系統采用AT89C54為控制和運算核心，通過等精度測相法測量出系統的功率因數。功率因數校正則以UCC28019為核心，利用硬件電路形成閉環(huán)反饋電路，實時監(jiān)測輸出電壓、電流。單片機提供過流保護來控制繼電器以及采樣和顯示電壓電流。通過單片機實時采樣輸出電流。當電流過大時單片機控制繼電器模塊使其斷開，系統斷電；當故障排除后測得電流值小于預定值時單片機再次發(fā)出指令使繼電器閉合，電路重新開始正常工作。2.7 LCD液晶顯示模塊2.7.1液晶顯示原理液晶顯示的原理是利用液晶的物理特性，通過電壓對其顯示區(qū)域

21、進行控制，有電就有顯示，這樣即可以顯示出圖形。液晶顯示器具有厚度薄、適用于大規(guī)模集成電路直接驅動、易于實現全彩色顯示的特點，目前已經被廣泛應用在便攜式電腦、數字攝像機、PDA移動通信工具等眾多領域。2.7.2引腳功能說明編號符號引腳說明編號符號引腳說明1VSS電源地9D2數據2VDD電源正極10D3數據3VL液晶顯示偏壓11D4數據4RS數據/命令選擇12D5數據5R/W讀/寫選擇13D6數據6E使能信號14D7數據7D0數據15BLA背光源正極8D1數據16BLK背光源負極2.7.3 1602液晶模塊的指令（說明：1為高電平、0為低電平）指令1：清顯示，指令碼01H,光標復位到地址00H位置

22、。指令2：光標復位，光標返回到地址00H。指令3：光標和顯示模式設置 I/D：光標移動方向，高電平右移，低電平左移 S:屏幕上所有文字是否左移或者右移。高電平表示有效，低電平則無效。指令4：顯示開關控制。 D：控制整體顯示的開與關，高電平表示開顯示，低電平表示關顯示 C：控制光標的開與關，高電平表示有光標，低電平表示無光標 B：控制光標是否閃爍，高電平閃爍，低電平不閃爍。指令5：光標或顯示移位 S/C：高電平時移動顯示的文字，低電平時移動光標。指令6：功能設置命令 DL：高電平時為4位總線，低電平時為8位總線 N：低電平時為單行顯示，高電平時雙行顯示 F: 低電平時顯示5x7的點陣字符，高電平

23、時顯示5x10的點陣字符。指令7：字符發(fā)生器RAM地址設置。指令8：DDRAM地址設置。指令9：讀忙信號和光標地址 BF：為忙標志位，高電平表示忙，此時模塊不能接收命令或者數據，如果為低電平表示不忙。指令10：寫數據。指令11：讀數據。設計測量輸出電壓、電流電路圖如圖5所示，該電路采用霍耳傳感器采集電流信號，提高了采集信號的精度，減小了測量誤差。單片機內部具有D/A轉換功能，通過編程即可將輸出電壓、電流顯示在LCD上。2.8 直流電源供電模塊電源按功能分為主電源模塊和輔助電源模塊兩類。主電源由變壓部分、濾波部分和穩(wěn)壓部分組成。為整個系統提供高電壓或者大電流，確保電路的正常穩(wěn)定的工作。這部分電路

24、由自耦變壓器、隔離變壓器和整流橋組成。輔助電源是控制電路、驅動電路的電源。其作用是給控制電路、驅動電路提供穩(wěn)定的低壓穩(wěn)壓電源。要求能輸出12V、5V的穩(wěn)壓直流電。3.程序設計程序功能設計，該設計采用相位差測量法，即分別對變壓器副邊檢測的電壓、電流信號先經比較器整形，然后通過計算得到電壓電流的相位差，再進行余弦運算，即可得到系統的功率因數。負載端輸出電壓、電流經采樣得到系統視在功率。根據P=S×COSQ=S2-P2(Q表示無功功率)計算電源的有功功率、無功功率等參數。具體算法見圖10。該方法易于操作，而且通過等精度法測相，可達到很高精度，從而能很好滿足系統要求（程序見附錄）。圖10 程

25、序算法4.系統調試與分析4.1測試儀器：(1)數字萬用表(2)雙蹤示波器GOS6051(50MHz) (3)失真度測試儀4.2 硬件調試整個主電路比較復雜，有三部分：ACDC電路，boost電路及控制電路， 當電路焊接好后，首先要做的就是檢查電路的連接狀況，看是否有短路的地方或者是接錯了的地方，然后測量輸入電壓是不是在預定的范圍內，通常是沒有什么問題的，因為前級的電路就是一個整流橋加一個電感濾波輸出通常是輸入的0.9-1.2倍，具體值與電容值有關。輸出只會有兩種情況，一是有輸出但輸出的電壓不是設定值，這種情況很好解決 就是改變電壓反饋電阻的值，如果怎么改都沒有效果則電路元件的參數沒有選好，需要好好的將電路的參數重新計算一遍，二是沒有輸出，導致這個結果的可能有很多的情況，需要認真讀控制器的數據手冊查看芯片，然后根據電路的狀態(tài)確定控制器的工作情況，這是最麻煩的事情了。而且問題比較難找到！很幸運我們沒有碰到這個問題，雖然電路的輸出與設定值有一定的差距但改變反饋電阻后可以達到設定值。4.3 軟件調試與硬件相比，軟件的調試麻煩的多了，對輸出電壓采樣顯示來說，為了達到一定的準確度好多的參數需要校準，將采樣值轉換為實際的電壓值時，其結果與ADC的參考電壓與硬件電路的