兩級CMOS運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)與spectrum仿真

1、LAB2兩級CMoS運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)圖1兩級CMOS運(yùn)算放大器Vout:基本目標(biāo):參照CMOS模擬集成電路設(shè)計(jì)第二版p223.例設(shè)計(jì)一個(gè)CMOS兩級放大器，滿足以下指標(biāo):Av 5000VV(74db)VDD2.5VVSS2.5VGB 5MHzCL 10pFSR 10V / SVOUt 范圍=2VICMR 12VPdiSS2mW相位裕度：60o為什么要使用兩級放大器，兩級放大器的優(yōu)點(diǎn)：單級放大器輸出對管產(chǎn)生的小信號電流直接流過輸出阻抗，因此單級電路增益被抑制在輸出對管的跨導(dǎo)與輸岀阻抗的乘積。在單級放大器中，增益是與輸岀擺幅是相矛盾的。要想得到大的增益我們可以采用共源共柵結(jié)構(gòu)來極大地提高輸岀阻抗的

2、值，但是共源共柵結(jié)構(gòu)中堆疊的MOS管不可避免地減少了輸出電壓的范圍。因?yàn)槎嘁粚庸茏泳鸵辽俣嘣黾右粋€(gè)管子的過驅(qū)動電壓。這樣在共源共柵結(jié)構(gòu)的增益與輸岀電壓范圍相矛盾。為了緩解這種矛盾引進(jìn)了兩級運(yùn)放，在兩極運(yùn)放中將這兩點(diǎn)各在不同級實(shí)現(xiàn)。如本文討論的兩級運(yùn)放，大的增益靠第一級與第二級相級聯(lián)而組成， 而大的輸岀電壓范圍靠第二級這個(gè)共源放大器來獲得。典型的無緩沖CMOS運(yùn)算放大器特性邊界條件要求工藝規(guī)范見表2、3電源電壓2.5V10%電源電流100 M a工作溫度范圍070°特性要求增益70dB增益帶寬5MHz建立時(shí)間1 S擺率5V SICMR1.5VCMRR60dBPSRR60dB輸出擺幅1

3、.5V輸出電阻無，僅用于容性負(fù)載失調(diào)10mV噪聲I100 nV十 HZ（1kHz 時(shí)）版圖面積5000（最小溝道長度）2表1典型的無緩沖CMoS運(yùn)算放大器特性二：兩級放大電路的電路分析：圖1中有多個(gè)電流鏡結(jié)構(gòu)，M5,M8組成電流鏡，流過M1的電流與流過M2電流di,2 Id3,4 Id5 /2 ,同時(shí)M3，M4組成電流鏡結(jié)構(gòu)，如果M3和M4管對稱，那么相同的結(jié)構(gòu)使得在X, y兩點(diǎn)的電壓在 Vin的共模輸入范圍內(nèi)不隨著Vin的變化而變化，為第二極放大器提供了恒定的電壓和電流。圖1所示，CC為引入的米勒補(bǔ)償電容。表2m工藝庫提供的模型參數(shù)CSMC Double PoIy MiX CMOS ProC

4、eSS model工藝參數(shù)VthGt OXGNMOSPMOS單位VmcmV S表3 一些常用的物理常數(shù)常數(shù)符號常數(shù)描述值單位KT室溫下214.144 10J0自由空間介電常數(shù)8.854 10 14ox二氧化硅的介電常數(shù)3.5 10-13FCm利用表2、表3中的參數(shù)COXOX / tox0Cox計(jì)算得到2KN 110 A/V2KP 62 AN第一級差分放大器的電壓增益為:gm1A/1gds2gds4(1)第二極共源放大器的電壓增益為g m6A/2gds6 gds7(2)所以二級放大器的總的電壓增益為AAVI A/2gm1g m62 gm2gm6gds2gds4 gds6 gds75( 24)6(

5、3)相位裕量有180o1 GB 1 GB 1 GB tan (PI) tan (P2) tan (ZI)60o要求60°勺相位裕量，假設(shè)RHP零點(diǎn)高于10GB以上tan11 GBZtan(P2)ta n1(0.1)1200tanI(GB)24.30所以P2P22.2GBg m6CL22（詈）由于要求60o的相位裕量，所以g m6CC10管gm610gm2(4)2 2C可得到 CCL 0.22CL =10因此由補(bǔ)償電容最小值，為了獲得足夠的相位裕量我們可以選定Cc=3pF考慮共模輸入范圍：在最大輸入情況下，考慮M1處在飽和區(qū)，有VDDVSG3VnVIC(ma)VnVTNIVIC (ma

6、)VDDVSG3VTNI在最小輸入情況下，考慮M5處在飽和區(qū)，有Vc(min)VSS VGSIVDSat 5而電路的一些基本指標(biāo)有VIC (min)VSS VGSIVDSat 5( 5)P1gm1AVCCg moP2GB是單位增益帶寬P1是3DB帶寬Zl GBgA> P1CC(6)(7)(8)GB Cr(9)CMR:正的CMR Vin(最大)=V)DF匚VT 3 (最大)Vt1 (最小)負(fù)的CMR Vin(最小)=SIVTI (最大)V)S5(飽和)1(10)(12)由電路的壓擺率 SR 仏 得到CCd5 =(3*10-12)()10*106)=30 A(為了 一定的裕度，我們?nèi)?ire

7、f 40 A)則可以得到，1 d1,21 d3,4 Id5 / 220 A3(K3)VddICMR的要求計(jì)算(WL)311/1I 52VSG3 VTNI4=11/1所以有由 GB gm1 , GB=5MHz,我們可以得到 gm 5 106 23 10 12 94.2 SCC2即可以得到(WL)1 (WL)2g4m12/12Kn1用負(fù)ICMR公式計(jì)算VDSat5由式(12 )我們可以得到下式Vc(mi n) VSS VGSI VDSat 5如果Vds5的值小于100mv ,可能要求相當(dāng)大的 (W / Lb ,如果VDSat5小于0,貝U ICMR的設(shè)計(jì)要 求則可能太過苛刻，因此，我們可以減小I5

8、或者增大(WL)5來解決這個(gè)問題，我們 為了留一定的余度我們 VIC (min)等于為下限值進(jìn)行計(jì)算I 1VDSat 5 VIC (mi n)(匹)2 Vtn1 VSS1則可以得到的VDSat5進(jìn)而推岀2( I 5)S5 (WL)5 K '5、211/1K 5 (VDSat 5 )即有(W / L)5(W / L)811/1為了得到60°勺相位裕量，gm6的值近似起碼是輸入級跨導(dǎo)gm1的10倍(alien書例)，我們設(shè)gm6 10gm1 942 S ,為了達(dá)到第一級電流鏡負(fù)載(M3和M4 )的正確鏡像，要求Vsg4 Vsg6 ,圖中x, y點(diǎn)電位相同我們可以得到(W / L)

9、6(W/ L)4-gm6 64/1g m4進(jìn)而由gm6.2Kp(WL)6% 我們可以得到直流電流1d6 1 d72g m62gm62K6(WL)6 2K；S6 113.7 A同樣由電流鏡原理，我們可以得到Id7(W/ L)7 衛(wèi)(WL)532/11 d5三：指標(biāo)的仿真和測量電路基本元件的SPiCe網(wǎng)表ib'c:s yno psys' ttml X VinVn VSS mn w=2u l=1um2 y Vin Vn VSS mn w=2u l=1um3 X X Vdd Vdd mp w=11u l=1um4 y X Vdd Vdd mp w=11u l=1um5 Vn 3 VSS

10、 VSS mn w=11u l=1um6 Vout y Vdd Vdd mp w=64u l=1um7 vout 3 VSS VSS mn w=32u l=1um8 3 3 VSS VSS mn w=11u l=1uIref Vdd 3 40uVdd Vdd 0 dcVSS VSS 0 dcVin Vin 0 dc 0.end1、DC分析CCRMfltinW圖2 VOUT、M5管電流、M7管電流、VX與Vy與輸入共模電壓變化的關(guān)系Vss<v in <Vth+VssM1,M2,M3,M4 工作在截止區(qū)。由于管子寬長比的設(shè)定而使得M1,M2,M3,M4 都工作截止區(qū)時(shí) V（X），V（y

11、）點(diǎn)的的電壓大約在左右，因此M6的VSg小于其閾值電壓，M6處于截止?fàn)顟B(tài)。此時(shí)M5,M7的VgS相等為定值，即為 M8與電流源內(nèi)阻的分壓，且大于其閾值電壓，故M5,M6管子應(yīng)當(dāng)處于飽和或者線性區(qū)，而此時(shí)VSS的電流接近40u ,即接近Iref,所以M5，M7管子電流接近0,因此我們可以得到 M5,M7管都處于線性區(qū)。Vi n> Vth+VssM3，M4工作在飽和區(qū)。而由于此時(shí)電流不是很大，導(dǎo)致VSG 3,4不是很大，這樣導(dǎo)致 VX的電壓還是比較高，所以M1，M2工作在飽和區(qū)。M5由于這個(gè)時(shí)候的電流不很大，仍然工作在線性區(qū)。即這時(shí) M1,M2,M3,M4 都工作在飽和區(qū)， M5工作在線性區(qū)

12、.M6會隨著 VX電壓的下降而導(dǎo)通。而剛開始導(dǎo)通時(shí)，VoUt的比較?。ㄟ@是由于M7管此時(shí)仍然處于線性區(qū)，Vds7較?。琕sd6比較大而使得M6管工作在飽和區(qū)。隨著Vin的進(jìn)一步的增大，M5的電流增大， M5的漏極電壓也隨著增大，最后一直到M1,M2,M3,M4 ，M5都工作在了飽和區(qū)。而此時(shí)Vy的電壓變得恒定了。2、測量輸入共模范圍運(yùn)算放大器常采用如圖3所示的單位增益結(jié)構(gòu)來仿真運(yùn)放的輸入共模電壓范圍，即把運(yùn)放的輸岀端和反相輸入端相連，同相輸入端加直流掃描電壓，從負(fù)電源掃描到正電源。得到的仿真結(jié)果如圖3所示（利用MoS管的GD極性相反來判斷放大器的同相端與反相端）V DDVSS圖3測量共模輸入

13、范圍的原理圖圖4測量共模輸入范圍的電路圖圖5運(yùn)放的輸入共模電壓范圍從圖中可以得到輸入共模范圍滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)(-1V2V)3、測量輸出電壓范圍在單位增益結(jié)構(gòu)中，傳輸曲線的線性收到ICMR限制。若采用高增益結(jié)構(gòu)，傳輸曲線的線性部分與放大器輸岀電壓擺幅一致，圖6為反相增益為10的結(jié)構(gòu)，通過 R-的電流會對輸岀電壓擺幅產(chǎn)生很大的影響，要注意對其的選取，這里我們選取R-=50K ，R=60K .圖8為輸岀電壓范圍VDDVSS圖6測量輸岀電壓范圍的原理圖圖7測量輸岀電壓范圍的電路圖圖8輸出電壓的范圍可以看岀輸岀電壓擺率大概在-2V2V之間，基本滿足要求4、測量增益與相位裕度相位裕度是電路設(shè)計(jì)中的一個(gè)非常重要

14、的指標(biāo)，用于衡量負(fù)反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性， 并能用來預(yù)測閉環(huán)系統(tǒng)階躍響應(yīng)的過沖， 定義為：運(yùn)放增益的相位在增益交點(diǎn)頻率時(shí) （增益幅值等1的頻率點(diǎn)為 增益交點(diǎn)），與-180 °相位的差值。圖9測量增益與相位裕度的原理圖(a)ml ib SUZhOU3 SChelTIatlC : Ma 22 12:37:14 2009 71SMFile Edit FraiTiQ GraPh AXiS TraCe Marker ZOOnI TooIS HelPffi ®7;|之 1 JthPl lVC7)AC Response-P-:二-：:二:=:-： =:-：- OOoOo oo 06 O 6 O

15、 5O 57 5 2 2 2115C5C11 - 訂-5- 理二A sap OAKIISHiH!÷HffiM3(3.937MH 63.76def 1啟4了 H石dB20(VFCWOUyVFnet028, r ., 亠56.42dB) -KrMp(I 934kHzl G3.42dB)Ill=：!：!-50'-75一ITI wc Iol 1 21o310*151 61了 JlnU 1C19free (HZ)I r丄 > Galcti* NctLiriLiIMa mode an.(b)圖10運(yùn)放的交流小信號分析從圖中看岀，相位裕度63°,增益66dB ,增益指標(biāo)未達(dá)

16、到，單位增益帶寬僅有4GB左右M5管來確定。5、電路存在的問題與解決1、共模輸入范圍的下限可以進(jìn)一步提高。這時(shí)我們觀察計(jì)算過程發(fā)現(xiàn)它主要由為了能夠使范圍下限更小，我們加大M5管寬長比，以降低 M5管的飽和電壓,這樣M7和M8的寬長比也要按比例往上調(diào)。當(dāng)(WL=501 )可以實(shí)現(xiàn) 指標(biāo)。此時(shí)(W / L)7 144/1、(WzL)8(W/L)550/1 。這樣輸入共模范圍指標(biāo)就提高了。2、 gm6并不足夠大，需要加大 M6管的寬長比來實(shí)現(xiàn)。以保證 gm6能夠盡可能的大于10gm1， 從而實(shí)現(xiàn)良好的相位裕度?？梢酝ㄟ^加大 M7管來加大電流以達(dá)到增加 gm6的目的。當(dāng)然，也可 以增加M6管的寬長比來

17、實(shí)現(xiàn)。同時(shí)單位增益帶寬過低，可以通過提高gm1來實(shí)現(xiàn)提高GB值, 但是注意給g m6帶來的負(fù)面影響。3、增益不夠大，只有 66dB多點(diǎn)。關(guān)于這一點(diǎn)，根據(jù)表達(dá)式，我們有幾種解決的方案：一種是可以加大 M1和M6管來加大寬長比，以加大 gm1和gm6 ;另一種，可以加大 M1、M4、M6、M7中的管子的溝道長度(寬和長同比例增加)，來增加各級的輸岀電阻。但是同比例增加M4管寬和長要注意第三極點(diǎn)的位置(在X點(diǎn)處存在鏡像極點(diǎn))，寬和長的同比例增加會使得鏡像極點(diǎn)位置減小，這是因?yàn)楣茏拥拿娣e增大使得寄生電容加大。以減小Id7來提高增益。另外，我們還可以減小 M7管寬長比,需要解決的問題，我們需要加大M6的

18、寬長比（對以上三個(gè)方面都有正向作用），但是僅僅加大M6的寬長比，對于增益方面還不夠，還需要加大M1寬長比，使得 gm增加，使得 GB值的問題也得到解決。綜合以上問題的分析，我們加大M6的寬長比（1，2，3）,加大M7管寬長比（3），同比例加大M1、M2、M3、M4、M6管的寬和長（3）,最終我們得到：表4運(yùn)放中功率管的計(jì)算值與仿真值MoS管W/L （計(jì)算值）W/L （仿真值）M1、M22 m/1 m8 m /2 mM3、M411 m/1 m22 m/2 mM5、M811 m/1 m50 m/1 mM664 m/1 m210 m/2 mM732 m/1 m225 m/1 m6、修改電路后的 AC

19、分析在共模輸入電壓分別為 -1V和+2V以及OV的條件下做交流小信號分析，得到低頻小信號開環(huán)電壓圖11 dc=0V時(shí)的小信號仿真，增益為 dB增益的幅頻與相頻特性曲線，如圖11圖13圖12 dc=2V時(shí)的小信號仿真，增益為 dB圖11 dc= -1V時(shí)的小信號仿真，增益為表5三種共模輸入電壓下的運(yùn)放小信號分析共模電壓OV2V-1V低頻增益dBdBGBMHZMHZMHZ相位裕度OOO7、電源電壓抑制比測試因?yàn)樵趯?shí)際使用中的電源也含有紋波，在運(yùn)算放大器的輸岀中引入很大的噪聲，為了有效抑制電源噪聲對輸岀信號的影響，需要了解電源上的噪聲是如何體現(xiàn)在運(yùn)算放大器的輸岀端的。把從運(yùn)放輸入到輸岀的差模增益除以

20、差模輸入為O時(shí)電源紋波到輸岀的增益定義為運(yùn)算放大器的電源抑制比，式中的vdd=O ,vin=0指電壓源和輸入電壓的交流小信號為0,而不是指它們的直流電平。需要注意的是，電路仿真時(shí)，認(rèn)為MoS管都是完全一致的， 沒有考慮制造時(shí) MoS管的失配情況， 因此仿真得到的 PSRR都要比實(shí)際測量時(shí)好，因此在設(shè)計(jì)時(shí)要留有余量。PSRRAV Vdd 0AD I（13）ADD Vin 0Vdd圖12 電源抑制比的原理圖Jl曲上占爐時(shí) 幡51匕莒吁半冏ffinsiBucBHElKi JMMVirWIl " riiiHrt riwtialBb< nv«b Wl呂宀審 ：甲函yep I i

21、3I=Mtcpe * VrtL圖13正負(fù)PSRR的測試結(jié)果我們可以計(jì)算岀低頻下正電源抑制比（PSRR+為，負(fù)電源抑制比為（ PSRR）為。8、運(yùn)放轉(zhuǎn)換速率和建立時(shí)間分析轉(zhuǎn)換速率是指輸岀端電壓變化的極限，它由所能提供的對電容充放電的最大電流決定。一般來說，擺率不受輸出級限制，而是由第一級的源/漏電流容量決定。建立時(shí)間是運(yùn)算放大器受到小信號激勵時(shí)輸出達(dá)到穩(wěn)定值（在預(yù)定的容差范圍內(nèi)）所需的時(shí)間。較長的建立時(shí)間意味著模擬信號處理 速率將降低。為了測量轉(zhuǎn)換速率和建立時(shí)間，將運(yùn)算放大器輸出端與反相輸入端相連，如圖14所示，輸出端接IOpF電容，同相輸入端加高、低電平分別為+和，周期為10s無時(shí)間延遲的方波

22、脈沖。因?yàn)閱挝辉鲆娼Y(jié)構(gòu)的反饋?zhàn)畲?，從而?dǎo)致最大的環(huán)路增益，所以能用做最壞情況測量，因此采用這種結(jié)構(gòu)來測量轉(zhuǎn)換速率和建立時(shí)間。得到的仿真圖如16。由圖16可以看出，建立時(shí)間約為 S在圖中波形的上升或下降期間，由波形的斜率可以確定擺率。經(jīng)計(jì)算得，上升沿的轉(zhuǎn)換速率SR+為V/us ,下降沿的轉(zhuǎn)換速率 SR-為V/us。VDDVSS圖15測量擺率和建立時(shí)間的電路圖AC F?esoose圖16 擺率與建立時(shí)間9、CMRR的頻率響應(yīng)測量差動放大器的一個(gè)重要特性就是其對共模擾動影響的抑制能力，實(shí)際上，運(yùn)算放大器既不能是完全對稱的，電流源的輸岀阻抗也不可能是無窮大的，因此共模輸入的變化會引起電壓的變 化，VOUT , VIN ,CM是指共模輸岀端和共