移相全橋電感箝位的軟開(kāi)關(guān)電路設(shè)計(jì)

1、移相全橋電感箝位的軟開(kāi)關(guān)電路設(shè)計(jì)摘要： 本文介紹了一種移相全橋電感箝位的軟開(kāi)關(guān)電路，該電路采用二極管和電感的第二繞組將電感電壓箝位，以此在輸出二極管反向恢復(fù)結(jié)束時(shí)，提供一個(gè)能量釋放的通道，避免了輸出二極管關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的尖峰和振蕩，減少了二極管損耗，提高電路的性能和可靠性。本電路適用于一次電源、工業(yè)電源、電力操作電源等采用的全橋移相電路。關(guān)鍵詞： 一. 適用范圍該單元電路普遍適用于移相全橋電路。二. 規(guī)范滿足的技術(shù)指標(biāo)（特征指標(biāo)）使用指標(biāo)為：輸入直流電壓范圍：400435Vdc輸出電壓：4258V開(kāi)關(guān)頻率：100kHz輸出電流：最大60.5A輸出功率：2900W三. 詳細(xì)的電路圖圖1電路圖說(shuō)明：1

2、. HV+/HV-DCVOUT為PFC直流母線電壓正/負(fù)+48V輸出端；2. VO+/VO-為DCDC直流輸出電壓正/負(fù)+48V端。3. 輸出為R237電阻的1腳，圖中電路輸出為12V，可以驅(qū)動(dòng)光耦或者直接做為電平控制，其他應(yīng)用場(chǎng)合需要進(jìn)行匹配電路設(shè)計(jì)。四. 工作原理和參數(shù)計(jì)算（一）：背景傳統(tǒng)的移相全橋電路（圖2）是一種十分優(yōu)秀的DCDC變換器，利用輔助電感能量來(lái)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)關(guān)，減小了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗。它具有電路和控制簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)管容易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)、電路效率高、EMI小等優(yōu)點(diǎn)，被譽(yù)為最佳的DCDC變換器之一。傳統(tǒng)的移相全橋電路已經(jīng)批量應(yīng)用，其設(shè)計(jì)已經(jīng)十分成熟?？墒怯捎谠黾恿溯o助電感，在副邊

3、二極管反向恢復(fù)過(guò)程時(shí)，二極管會(huì)產(chǎn)生了較大的電壓尖峰和振蕩，增大了二極管開(kāi)關(guān)損耗，使電路的EMI變差。如果提高二極管耐壓， 二極管的反向恢復(fù)時(shí)間更長(zhǎng)，會(huì)使電路的性能更差。圖2: 傳統(tǒng)的移相全橋電路 為此提出了一些解決方法，如采用軟恢復(fù)的輸出二極管、采用RC吸收等等。Richard Redl等【1】提出的二極管箝位電路（圖3）是一種較好的解決方案。他采用在變壓器和電感之間增加兩個(gè)箝位二極管，使輸出二極管在反向恢復(fù)時(shí)間存在電感的多余能量釋放到輸入電源中，使輸出二極管的尖峰電壓箝位。In-Dong Kim等【2】提出的第三繞組變壓器電壓箝位電路（圖4）也是一種十分優(yōu)秀的解決方法。他采用四個(gè)箝位二極管和

4、一個(gè)箝位繞組，使原邊的變壓器電壓被箝位在一定比例的輸入電壓，其比例關(guān)系可以通過(guò)箝位繞組的匝數(shù)來(lái)調(diào)節(jié)。圖3:二極管箝位的移相全橋電路圖4:變壓器第三繞組箝位的移相全橋電路在圖1電路，它采用諧振電感的箝位繞組來(lái)實(shí)現(xiàn)諧振電感的電壓箝位，在保留原有軟開(kāi)關(guān)特性同時(shí)，同樣能解決二極管反向恢復(fù)帶來(lái)的問(wèn)題，故稱之為“諧振電感箝位的軟開(kāi)關(guān)移相全橋電路”。在諧振電感支路串一個(gè)電阻是為了保證電路在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，將諧振電感的多余能量及時(shí)消耗掉，消除二極管反向恢復(fù)造成的影響，提高了電路的可靠性。本電路也可以不串聯(lián)電阻（如圖5），但電路可靠性不如有串聯(lián)電阻的電路。圖5:不串電阻的電感電壓箝位的移相全橋電路二：方案原理圖

5、5為我們采用的諧振電感箝位軟開(kāi)關(guān)電路，其特點(diǎn)是在傳統(tǒng)的移相全橋電路的諧振電感上增加一個(gè)第二繞組箝位繞組，箝位繞組的一端與橋臂的中點(diǎn)連接，另一端通過(guò)兩個(gè)二極管分別箝位在正負(fù)輸入母線上。諧振電感與箝位繞組的匝比為k，一般取k>1。圖1為典型的實(shí)用電路，電路中在箝位電感回路中串聯(lián)一個(gè)電阻。我們將以圖5為例，介紹一下本電路的工作原理。對(duì)于移相全橋電路，器件本身的寄生參數(shù)在開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換過(guò)程中對(duì)電路的特性有顯著的影響，因此我們首先考慮器件的寄生參數(shù)的影響，給出等效的電路圖進(jìn)行分析?？紤]寄生參數(shù)，圖5電路可以簡(jiǎn)化等效為如下的電路（圖6），其中Cs為等效的寄生電容。圖6:等效的電感電壓箝位移相全橋電路結(jié)合圖

6、6的等效電路，將整個(gè)電路劃分為多個(gè)電路模式進(jìn)行具體分析，在此給出關(guān)鍵幾個(gè)過(guò)程的分析：模式1：t0時(shí)刻 能量反饋結(jié)束模式2：t0-t1 電流線性上升階段Q1Q3均已經(jīng)導(dǎo)通，t1時(shí)刻電感電流ILr達(dá)到Io/n, 由于諧振電感繞組與箝位繞組繞組匝比k>1，因此D6不會(huì)導(dǎo)通。模式3：t1-t2 輸出二極管反向恢復(fù)階段 由于輸出二極管存在反向恢復(fù)特性，因此DR2不能馬上關(guān)斷，因此變壓器繼續(xù)被短路，電感電壓為輸入電壓，原邊諧振電感的電流繼續(xù)線性上升，DR1的電流也繼續(xù)線性上升，DR2有一個(gè)線性上升的反向電流，各個(gè)電流的關(guān)系式同模式2。 經(jīng)過(guò)trr時(shí)間后，即t2時(shí)刻，二極管反向恢復(fù)結(jié)束，此時(shí)：圖7:

7、模式3階段的等效電路和電流方向模式4：t2-t3 諧振階段 由于寄生電容的存在，原邊電流需要向變壓器的寄生電容充電，副邊電流向DR2的反向結(jié)電容和RC吸收電路充電，因此諧振電感與等效的電容寄生參數(shù)Cs諧振。圖9: 模式4階段的等效電路和電流方向此時(shí)：當(dāng)VcsVin時(shí)，諧振電感電壓降至零并開(kāi)始反向，此時(shí)箝位二極管準(zhǔn)備D5導(dǎo)通，此階段結(jié)束，電感電流達(dá)到最大值。模式5：t3-t4 箝位階段 t3時(shí)刻箝位二極管D5導(dǎo)通，此時(shí)變壓器和寄生電容的電壓被箝位在Vin，諧振電感多余的能量通過(guò)D5和Q1回路釋放。為了加快多余能量的釋放，在此增加了電阻Rc，因此：其中Vds1為Q1的開(kāi)通漏源壓降，Vdf5為D5的

8、正樣導(dǎo)通電壓。如果采用圖5電路不要R限流，則Lr的電流下降方式為：從上面幾個(gè)公式看，增大諧振電感和箝位繞組的變比k，有利于使電感的多余能量盡快釋放完畢。在t4時(shí)刻，D5的電流降至零，D5零電流關(guān)斷（DCM）。為使D5在Q1關(guān)斷前的電流降至零，可以通過(guò)調(diào)整比例系數(shù)k和電阻值來(lái)保證。 圖9: 模式5階段的等效電路和電流方向模式6：t4-t5 功率輸出階段模式7:t5-t6 諧振階段1 t5時(shí)刻，Q1管關(guān)斷，此時(shí)C1充電，C2放電，直至Q2的體二極管D2導(dǎo)通。此時(shí)諧振電感承受反壓，電感電流減小。由于變壓器電流受輸出電感箝位，因此寄生電容Cs向變壓器放電，寄生電容電壓下降。此時(shí)C1、C2、Cs和Lr均

9、參與諧振。模式8:t6-t7 諧振階段2 t6時(shí)刻Q2的體二極管導(dǎo)通，C1C2退出諧振。此階段Q2可以零電壓開(kāi)通，Lr Cs繼續(xù)諧振，Lr的電流繼續(xù)減小，Cs的電壓下降，但還未到零，因此變壓器承受正向電壓Vcs， DR1繼續(xù)導(dǎo)通，變壓器電流為Io/n。本階段到t7時(shí)刻，Vcs的電壓降至零為止。圖11: 模式8階段的等效電路和電流方向模式9:t7-t8 箝位階段 t7 時(shí)刻，變壓器電壓為零，輸出二極管DR2開(kāi)始導(dǎo)通，變壓器被短路。輸出二極管DR2的電流線性上升，DR1的電流線性下降。變壓器原邊的電流也線性下降，但在t7時(shí)刻，變壓器電流IpIo/n，大于諧振電感電流，因此箝位二極管D6導(dǎo)通，電流方

10、向如圖所示，以彌補(bǔ)不足的諧振電感電流。在t8時(shí)刻，變壓器原邊電流下降到ILr，此時(shí)箝位繞組電流補(bǔ)充諧振電感的電流也降至零。圖13: 模式9階段的等效電路和電流方向模式10:t8-t9 環(huán)流階段模式11:t9-t10 諧振階段 t9時(shí)刻Q4關(guān)斷，此時(shí)Lr與C1C2諧振，C1放電，C2充電，直至Q3的體二極管導(dǎo)通為止。模式12:t10-t11 能量反饋階段諧振電感的能量繼續(xù)反饋給輸入電源，在t11時(shí)刻Q3導(dǎo)通。在Q2Q3導(dǎo)通進(jìn)入了另半個(gè)模式周期，其電路分析與前面12個(gè)模式雷同。結(jié)合以上分析，箝位電路關(guān)鍵是能對(duì)消除輸出二極管的反向恢復(fù)產(chǎn)生的影響，因此給出二極管反向恢復(fù)期間的相關(guān)波形以助分析。圖15：

11、輸出二極管反向恢復(fù)期間的相關(guān)波形分析對(duì)于輸出二極管的箝位電壓與額定值有個(gè)2*dV/n的壓差，dVk（VRc+Vd5+Vds1）/n由于漏感的存在和箝位二極管導(dǎo)通需要時(shí)間，當(dāng)箝位開(kāi)始和結(jié)束時(shí)，會(huì)出現(xiàn)小尖峰和短暫的振蕩后達(dá)到額定反壓。從圖上看出，由于寄生電容（包括各種吸收電容）的存在，二極管反向電壓慢慢上升到高壓，同時(shí)最高反壓被箝位，因此其恢復(fù)特性得到很好解決。同時(shí)增加的箝位二極管管工作于電流斷續(xù)模式（DCM），其關(guān)斷自然為軟關(guān)斷，因此電路整體性能得到提高。五. 設(shè)計(jì)調(diào)試要點(diǎn)本電路的設(shè)計(jì)比較容易，只需在諧振電感上引出第二繞組，并通過(guò)二極管箝位即可。在實(shí)際設(shè)計(jì)調(diào)試過(guò)程中，需要注意幾點(diǎn)：1） 為了保證

12、箝位二極管的可靠工作，最好讓其工作于電流斷續(xù)模式，因此必須在箝位繞組上串連一個(gè)吸收電阻，盡快將多余能量消耗掉，使電流降至零。串聯(lián)電阻后不必?fù)?dān)心效率的下降，實(shí)驗(yàn)表明串聯(lián)電阻對(duì)效率影響不大，反而使電路更可靠。2） 箝位繞組最好能與電感繞組并繞，以減少漏感。3） 流過(guò)箝位繞組的電流隨溫度的上升會(huì)變大，原因是溫度越高，二極管的反向恢復(fù)時(shí)間越長(zhǎng)導(dǎo)致。因此設(shè)計(jì)時(shí)必須考慮高溫工作時(shí)電路的元器件余量。4） 電阻的損耗是比較大的，實(shí)際設(shè)計(jì)電路必須考慮通過(guò)布局提供散熱條件，或者采用帶散熱器的電阻。5） 在一定范圍內(nèi)電阻的大小對(duì)效率和電阻損耗影響不大，因此在保證箝位繞組電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都能降到零之外，吸收電阻的阻值應(yīng)適當(dāng)選大。電阻確定后，應(yīng)采用試驗(yàn)來(lái)驗(yàn)證。6） 電阻參數(shù)的選取，箝位繞組的電流等在理論上比較難以確定，必須通