有限雙極性軟開關工作原理

1、有限雙極性全橋軟開關工作原理一， 有限雙極性全橋軟開關主電路拓撲結構說明： 圖一，有限雙極性全橋軟開關主電路拓撲結構 圖一中，由兩個橋臂構成一個全橋逆變電路，Q1和Q3組成超前橋臂；Q2和Q4組成滯后橋臂，其中C1C3為超前橋臂并聯(lián)電容和寄生并聯(lián)電容，C2C4為滯后橋臂寄生并聯(lián)電容，我們設定C1=C3C2=C4，其中D1D2D3D4分別為四只開關管IGBT（或MOSFET）Q1Q2Q3Q4的并聯(lián)（或寄生）二極管，T1CB和Ls分別為主變壓器隔直電容和可飽和電感（又稱磁性開關），Lx主變漏感和分布電感等的等效電感，L0為輸出電感，D5和D6為二次側整流二極管。 為達到有限雙極性的全橋軟開關的目的

2、，四只開關管的開關時序如圖二：圖二：開關管時序 超前臂開關管Q1Q3 PWM控制開通關斷；滯后臂開關管Q2Q4固定脈沖寬度相位差180o開通關斷，Q1和Q4同時開通，Q1 PWM控制關斷，Q4固定脈沖寬度關斷；Q3和Q2同時開通，Q3 PWM控制關斷，Q2固定脈沖寬度關斷，Q1和Q4的驅動波形的相位相反；Q3和Q2的驅動波形的相位相反。二， 有限雙極性全橋軟開關PWM逆變電路工作原理分析為了分析方便，突出重點略去無關緊要的細節(jié)，假定：a，輸出電感的電感量無窮大，流過該電感的電流是恒定的直流。b，主變壓器是理想變壓器，其漏感等分布參數(shù)用專門的漏感Lk等效。c，飽和電感Ls是理想的磁性開關，未飽和

3、時電感非常大，飽和后電感幾乎為零。 下面按時序逐一分析該電路的行為1， t0時刻（見圖三）： Q1和Q4已經(jīng)導通多時，原邊電流路徑為：U+ Q1 Ls Lk CB T1 Q4 U-。原邊電流Ip為副邊輸出電感的電流Io的1/n(n為變壓器變比，n=Np/Ns)。此時飽和電感是飽和的，對電路沒任何影響，隔直電容已充上左正右負的直流電壓。這是原邊向副邊傳送能量的過程，副邊二極管D5導通，D6反偏截止。圖三：t0時刻2， t1時刻（見圖四）： Q1關斷，原邊電流Ip因為副邊輸出電感的作用不能突變，大小仍為Ip=Io/n，原邊電流路徑切換為為：C1；C3 Ls Lk CB T1 Q4 U-。圖四：t1

4、時刻原邊電流Ip為電容C1充電，為C3放電，電容C1和C3連接點“1”點的電壓從電源電壓U開始緩慢下降，最終會下降到0；Q1的端電壓從其導通時的飽和壓降（3V左右）開始緩慢上升，最終會上升到電源電壓U。設電容C1和C3的容量為：C1=C3=C, 則電壓上升到U的時間為：t=2nCU/Io 可以看出，Q1的關斷是零電壓（3V左右）狀況下的零關斷，電壓上升率和輸出電流有關，輸出電流越大，上升率就越大，Q1關斷就越硬。 t1時刻后，實際上是電容器C1和C3的電壓為一次側 Ls -Lk - CB - T1 - Q4 回路提供電壓，隔直電容繼續(xù)被充電，電壓仍為左正右負。原邊繼續(xù)向副邊傳送能量，副邊二極管

5、D5保持導通，D6仍然反偏截止。3，t2時刻（見圖五）：圖五：t2時刻t2時刻，電容C1被充滿電，其端電壓變成U，C2被放完電，其端電壓為零0，由于電感中電流不能突變，電流則通過D3繼續(xù)流動，使得D3導通，原邊電流流動路線改為U- D3 Ls Lk CB T1 Q4 U-,可見，電流的流動形性成了一個閉環(huán)，環(huán)的起點和環(huán)的終點是同一個點U-，這時的電流稱為環(huán)流，此時，根據(jù)基爾霍夫電壓環(huán)定律，可得ULK+UCB=0，可以認為：是隔直電容的電壓加到漏感上，環(huán)路電流急劇減少。此時Ip=Io/n(UCB/LK)ta 。副邊二極管D5，D6同時導通為輸出電感續(xù)流，主變壓器被短路，環(huán)路電流不僅不傳遞能量到副

6、邊，而且在回路各元件上產生焦耳損耗。尤其是在D3和Q4上的損耗，會增加開關器件的通態(tài)損耗。故希望環(huán)流時間越短越好，環(huán)流衰減的越快越好。在Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他條件不變的情況下，隔直電容越小，其端電壓UCB會越較高，環(huán)流時間就越短，環(huán)流衰減就越快。式Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中ta 為環(huán)流衰減時間，當一段時間ta后，原邊電流減少到非常小，設為Ipmin。這時飽和電感退飽和，電感恢復到非常大。原邊電流會保持為Ipmin的值不變。此時，將Q4關斷。3， t3時刻（見圖六） t3時刻，Q4關斷，此時Ip為Ipmin幾乎等于0，Q4關斷后，由于C2，C4的作用，

7、Q4的端電壓從其飽和電壓（3V左右）開始緩慢上升，故Q4的關斷為零電流/零電壓關斷。圖六：t3時刻 Q4關斷后，原邊的Ipmin小電流，由于漏電感LK 飽和電感LK的作用不能突變，將繼續(xù)流動，流動路線為：U- D3 Ls Lk CB T1 C2；C4。 為C4充電，為C2放電。此時將有電壓UCB+U加在漏感和飽和電感上，電流進一步減少。4，t4時刻（圖七） t4時刻，原邊的Ipmin小電流為C4充電，為C2放電完畢，電容C4上電壓為U，電容C2上電圖七：t4時刻壓為零，隨后D2導通。同樣：有電壓UCB+U加在漏感和飽和電感上，電流進一步減少。一段時間后，電流將衰減為零，并往負的方向發(fā)展。此時，

8、Q2和Q3同時導通。 5，t5時刻（圖八） Q2和Q3同時導通，電流將沿以下路徑流動：U+ Q2 T1 CB Lk Ls Q4 U-。由于飽和電抗器LS還沒達到飽和，原邊電流從零開始緩慢上升，故Q2和Q3為零電流開通。一段時間后（大于開關管Q2和Q3的開通時間）飽和電抗器LS飽和，失去電流抑制作用，副邊電流Io轉移到二極管D6上，二極管D5反偏截止，原邊電流為Io/n，先對隔直電容放電后又反向充電。圖八：t5時刻6，t6時刻（圖九）原邊電流為Io/n，先對隔直電容放電后又反向充電，電壓為右正左負。二極管D6繼續(xù)導通，二極管D5繼續(xù)反偏截止，原邊向副邊傳遞能量。一段時間后 Q3 PWM關斷，原邊

9、電流Ip因為副邊輸出電感的作用圖九：t6時刻不能突變，大小仍為Ip=Io/n，原邊電流路徑切換為為：U+ Q2 T1 CB Lk Ls C1；C3，原邊電流Ip為電容C3充電，為C1放電，電容C1和C3連接點“1”點的電壓從零開始緩慢上升，最終會上升到U；Q3的端電壓從其導通時的飽和壓降（3V左右）開始緩慢上升，最終會上升到電源電壓U。電壓上升到U的時間為：t=2nCU/Io 可以看出，Q3的關斷是零電壓（3V左右）狀況下的零關斷，電壓上升率和輸出電流有關，輸出電流越大，上升率就越大，Q3關斷就越硬。 t6時刻后，實際上是電源U和電容器C1和C3的電壓為一次側Q2 - T1 - CB -Lk

10、- Ls 回路提供電壓，隔直電容繼續(xù)被充電，電壓仍為右正左負。原邊繼續(xù)向副邊傳送能量，副邊二極管D5保持導通，D6仍然反偏截止。當電容C3充電完畢，C1放電完畢，使得“1”點的電壓上升到U時，進入t7時刻。7，t7時刻（圖十）圖十：t7時刻 t7時刻電流改變路徑為：U+ Q2 T1 CB Lk Ls D1 U+，可見，電流的流動形性成了一個閉環(huán)，環(huán)的起點和環(huán)的終點是同一個點U+，此時ULK+UCB=0，可以認為：是隔直電容的電壓加到漏感上，環(huán)路電流急劇減少。此時Ip=Io/n(UCB/LK)ta 。副邊二極管D5，D6同時導通為輸出電感續(xù)流，主變壓器被短路，環(huán)路電流不僅不傳遞能量到副邊，而且在

11、回路各元件上產生焦耳損耗。尤其是在D1和Q2上的損耗，會增加開關器件的通態(tài)損耗。因此環(huán)流時間越短越好，環(huán)流衰減的越快越好。在Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他條件不變的情況下，隔直電容越小，其端電壓UCB會越較高，環(huán)流時間就越短，環(huán)流衰減就越快。式Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中當環(huán)流衰減一段時間ta后，原邊電流減少到非常小，設為Ipmin。這時飽和電感退飽和，電感恢復到非常大。原邊電流會保持為Ipmin的值不變。此時，將Q2關斷。8， t8時刻（見圖十一）圖十一：t8時刻t8時刻，Q2關斷，此時Ip為Ipmin幾乎等于0，故Q2的關斷為零電流/零電壓關斷。Q2關斷后

12、，原邊的Ipmin小電流，由于漏電感LK 飽和電感LK的作用不能突變，將繼續(xù)流動，流動路線為：C2；C4 T1 CB Lk Ls D1 U+。 為C2充電，為C4放電。此時將有電壓UCB+U加在漏感和飽和電感上，電流進一步減少。4，t9時刻（圖十二） t9時刻，原邊的Ipmin小電流為C2充電，為C4放電完畢，電容C2上電壓為U，電容C4上電壓為零，隨后D4導通。同樣：有電壓UCB+U加在漏感和飽和電感上，電流進一步減少。一段時間圖十二：t4時刻后，電流將衰減為零，并往負的方向發(fā)展。此時，Q1和Q4同時導通。重復上一個周期。三，一次側電流波形和逆變電路行為的對應點： 圖十三 G1點對應超前臂關

13、斷點，X對應超前臂開關管并聯(lián)的二極管續(xù)流點，T對應飽和電感退飽和點，G2點對應滯后橋關斷點。四，關鍵元件的設計計算1， 超前橋臂的零電流開通，飽和電感的計算：飽和電抗器的主要作用就是用來保證超前橋臂的零電流開通，當超前橋臂開關管開通時，飽和電感尚未飽和，電感非常大，電流從零開始緩慢的增加，直到開關管完全開通后，飽和電感才飽和，電流升至正常的副邊反射電流。所以要求選用矩形系數(shù)大，導磁率高的渦流損耗小的閉合磁芯，首選環(huán)形鐵氧體磁環(huán)，根據(jù)高斯磁路定律和電磁感應定律可知：NS=Ton*U/Bs (1) L=N2S0r/lc(2) 其中：N為飽和電感匝數(shù)；S為飽和電感磁芯導磁截面積；Ton為開關管導通總

14、時間；U為直流母線電壓；Bs為磁芯飽和磁密；L為電感量；0為真空導磁率04×10-7 ；r為相對導磁率；lc為環(huán)形磁芯平均磁路長度。由（1）和（2）式即可得出包和電感的磁芯導磁截面積和繞組匝數(shù)，再根據(jù)原邊最大電流選擇線徑，保證磁環(huán)窗口能繞下繞組的條件下選擇合適大小的磁環(huán)，這就確定了飽和電感的參數(shù)。2， 最小負載下超前橋臂的零電壓關斷，超前橋臂緩沖電容的計算： 我們起碼得保證焊機在最小焊接負載情況下，超前橋臂的零電壓關斷條件，為此我們設定最小焊接電流為Io1，那么原邊電流就為Io1/n 設超前臂開關的固故有關斷時間為toff 要求在固有關短時間內保證充放掉橋臂電容C1和C3的電荷，故有

15、：（Io1/n）* toff = Qc =2CU 所以：C = Io1* toff /2nU 由此可求得電容C1和C3的值。3， 空載下超前橋臂的零電壓關斷，無功功率電感的計算：空載時，輸出電流為零，PWM脈沖寬度最寬，ts 是最大寬度下的環(huán)流死區(qū)時間，一次側的電流只有一個很小的勵磁電流，在超前橋臂開關管關斷時不能充分充放掉橋臂電容C1和C3的電荷，使得C1和C3有一定的殘余電壓，下一次導通的開關管會直接短路該電容，造成非常危險的微分焦耳熱，很容易損壞開關管，因此必須引入無功功率電感，流過無功功率電感的無功電流必須滿足：IR 2C*U/ts (3) 無功功率電感并接在主變壓器原邊（見圖十四），

16、那么有：U = LR *di/dt 所以在一個導通周期內有：IR = U*Ton/2* LR (4) 那么：LR = U*Ton/2* IR U*Ton/2*(2C*U/ts) = Ton*ts/4C 選擇無功功率電感為：LR Ton*ts/4C (5).圖十四：無功功率電感加在原邊圖十五：無功功率電感加在副原邊若無功功率電感并接在主變壓器副原邊（見圖十五） 則其電感量為：LR Ton*ts/4Cn24， 適當縮短環(huán)流時間，加大環(huán)流衰減速度，隔直電容的計算：環(huán)流發(fā)生在超前橋開關管關斷后，滯后橋開關管關斷前的時間段里，我們略去超前橋關斷時橋臂電容充放電時間不計，可以得出超前橋關斷時刻隔直電容上的電壓的變化規(guī)律為：UCX =Io*t/CX Io*Ton/2*CX (6)超前橋關斷后，其續(xù)流二極管導通，此時隔直電容上的電壓變化規(guī)律為：