電路是計算出來的

1、在你看這邊文章之前，我想作出幾點說明：（1）最近在看拉扎維的書，寫下來這些東西，這也只是我個人在學(xué)習(xí)過程中的一點總結(jié)， 有什么觀點大家可以相互交流；（2）不斷的思考，不斷的理解，不斷的總結(jié)！希望大家堅持下去！1、CS單管放大電路共 源級單管放大電路主要用于實現(xiàn)輸入小信號的線性放大，即獲得較高的電壓增益。在直流分析時，根據(jù)輸入的直流柵電壓即可提供電路的靜態(tài)工作點，而根據(jù)MOSFET的I-V特性曲線可知，MOSFET的靜態(tài)工作點具有較寬的動態(tài)范圍，主要表現(xiàn)為MOS管在飽和區(qū)的VDS具有較寬的取值范圍，小信號放大時輸入的最小電壓為 VIN-VTH,最大值約為 VDD，假設(shè)其在飽和區(qū)可以完全表現(xiàn)線性特

2、性，并且實現(xiàn)信號的最大限度放大【理想條件下】，則確定的靜態(tài)工作 點約為VDS= （VIN-VTH+VDD） /2，但是CS電路的實際特性以及 MOS管所表現(xiàn) 出的非線性關(guān)系則限制了小信號的理想放大，主要表現(xiàn)在：【1】 電路在飽和區(qū)所能夠確定的增益比較高，但仍然是有限的，也就是說，在對輸入信號的可取范圍內(nèi)，確定了電路的增益。電路的非線性以及MOS 管的跨導(dǎo)的 可變性決定了 CS電路對于輸入小信號的放大是有限的， 主要表現(xiàn)在輸入信號的幅度必須很小， 這樣才能保證 放大電路中晶體管的跨導(dǎo)近似看作常數(shù)，電路的增益近似確定；【2】CS電路也反映了模擬 CMOS電路放大兩個普遍的特點，一是電路的靜態(tài)工作點

3、將直接 影響小信號的放大特性，也就是說CMOS模擬放大電路的直流特性 和其交流特性之間有一 定的相互影響。從輸入-輸出特性所表現(xiàn)的特性曲線可以看出，MOSFET在飽和區(qū)的不同點所對應(yīng)的電路增益不同，這取決于器件的非線 性特性，但是在足夠小的范圍內(nèi)可以將非線性 近似線性化， 這就表現(xiàn)為在曲線的不同分段近似線性化的過程中電路的增益與電路的靜態(tài)工 作點有直接關(guān)系，可以看 出，靜態(tài)工作點的不同將決定了電路的本征增益。這一點表現(xiàn)在 計算中， CS 電路的跨導(dǎo)取決于不同的柵壓下所產(chǎn)生的靜態(tài)電流，因此電路的增益是可選擇 的，但是 其增益的可選擇性將間接限制了輸出電壓的擺幅。這些都反映了放大電路增益的 選擇和

4、電流、功耗、速度等其他因素之間的矛盾?！?】二是電路的靜態(tài)工作點將直接影響前一級和后一級的直流特性，因為CS電路實現(xiàn)的放大是針對小信號的放大，但是電路的放大特性是基于靜態(tài)工作點的確定，換句話說，在電路中的中間級 CS電路即需要根據(jù)前一級的靜態(tài)輸出來確定本級的工作點，這也就導(dǎo)致了 前一級對后一級的影響，增加了電路設(shè)計的復(fù)雜性。但是電路設(shè)計中的 CD 電路可以實現(xiàn)直流電平移位特性， 交流信號的跟隨特性，這也就解決了靜態(tài)級間的影響， 總體來講， 這樣 簡化了設(shè)計，但是增加了電路的面積?！?】分析方法：CMOS模擬電路的復(fù)雜特性也決定了電路的小信號分析的特殊方法，區(qū)別 于BJT,第一種方法即直接從大信

5、號的分析入手，MOS管在模擬IC中主要工作在線性區(qū)和飽和區(qū)，結(jié)合 MOS管的柵壓和漏源電壓所確定的不同區(qū)域的電流電壓關(guān)系進而確定電路的大信號工作特性，而大信號的特性曲線一方面 可以確定電路的靜態(tài)工作點，另一方面也間 接反映了電路的交流特性， 因為從大信號到小信號的電路特性分析也就是實現(xiàn)電路的非線性 到線性分析，交流特性或者小 信號特性是一個微變化量的分析，而大信號特性是全擺幅的 分析或者整體的分析，因此，小信號是大信號在工作點附近的一種近似，一種線性化。也就是說，實現(xiàn)大 信號到小信號的分析在數(shù)學(xué)上表現(xiàn)為微分關(guān)系。第二種方法則類似于 BIT 分 析時的小信號等效模型分析，這樣從器件級建立信號的等

6、效模型表現(xiàn)在電路級只能提供 一 種簡易的計算方法，不能實現(xiàn)對電路的直觀理解。因此，在低頻狀態(tài)下表現(xiàn)為： CS 電路能 夠?qū)崿F(xiàn)對輸入信號的電壓放大，其電壓增益較高，輸入阻抗無窮大，輸 出阻抗較小?！?】MOS 管構(gòu)成的二極管等效于一個低阻器件，作為共源級的負載，代替了電阻實現(xiàn)小信 號的放大，但是，電路的增益受到了限制。總的來說，利用電阻或者 MOS 管構(gòu)成的有源二 極管作為負載無法實現(xiàn)高增益的放大特性。【6】 電流源負載的共源級放大電路實現(xiàn)了電壓的高增益放大、電路的大輸出擺幅， 但是也在一定程度上帶來新的問題，可以看出，高增益源于等效的輸出阻抗較 大，大輸出擺幅可 以通過調(diào)節(jié)靜態(tài) NMOS和PM

7、OS的最低工作電壓實現(xiàn)， 但是GD的電容效應(yīng)和較高的輸出阻 抗導(dǎo)致電路的響應(yīng)速度下降。在低頻工作狀態(tài)下電 路能夠?qū)崿F(xiàn)較好的電壓轉(zhuǎn)換，但是在高 頻工作區(qū)域， 電路的速度受限。 另一方面， 電路實現(xiàn)的高增益特性表現(xiàn)在輸出端漏源電壓的 變化幅度較大，這就要求在靜態(tài)時盡可能使漏端的輸出電壓保證NMOS和PMOS在臨界飽和點處電壓和的一半， 這樣保證其輸出的擺幅對稱， 不會產(chǎn)生失真， 這就要求電路在靜態(tài)時 輸入的柵電壓 更穩(wěn)定，即使得輸出漏電壓處于臨界飽和點處電壓和的一半?！?】理解誤區(qū)：靜態(tài)時電路各點工作電壓是確定的。例電流源負載的CS電路， 放大管工作在飽和區(qū)條件下漏源電壓具有很大的變化范圍，但是電

8、路在工作時，其靜態(tài)電流相等，漏端的電壓相等， 即可唯一確定漏端的靜態(tài)輸出電壓， 表現(xiàn)在特性曲線上可理解為放大管的 NMOS和負載管的PMOS在輸入唯一的情況下具有唯一確定的交點，反映了唯一的漏電壓。這樣類比的結(jié)果，在MOS管構(gòu)成的復(fù)雜電路中是可以確定其各個MOS管在飽和狀態(tài)下的漏電壓的?！?】CS電路+源級負反饋。負反饋的引入使得電路結(jié)構(gòu)發(fā)生了根本的變化，表現(xiàn)在無源器 件所構(gòu)成的反饋網(wǎng)絡(luò)將聯(lián)系著輸入柵壓和輸出漏壓，因此隨著反饋深度的增加，對于輸入的信號變化量將主要反映在反饋的電阻上， 也就是說輸入小信號的變化量將主要體現(xiàn)在反饋 的電阻上，這種反饋的作用使得IDS和VGS的非線 性關(guān)系減弱，近似

9、線性化。同時，電路的等效跨導(dǎo)也將隨著反饋的引入有界化。 負反饋一方面改變了電路的線性度， 另一方面增加 了增益的恒定性，但是這些性能的 改善以犧牲電壓增益為前提。2、CD/CG單管放大電路【1】源級跟隨器在電路中主要用于實現(xiàn)電壓的緩沖，電平的移位。主要表現(xiàn)在：電路的電壓增益約等于 1，這樣實現(xiàn)輸出近似跟隨輸入；飽和條件下輸出與輸入的變化為：輸出電壓等于輸入電壓 -閾值電壓；電路的輸入阻抗趨于無窮大，輸出阻抗很小，這樣電路可以驅(qū) 動更小的負載，以保持電路在結(jié)構(gòu)上的匹配。因此 CD 電 路在大信號中表現(xiàn)為直流電平的 移位特性，在小信號中表現(xiàn)為交流信號的跟隨特性。而CG電路相對較低的輸入阻抗在電路中

10、用于實現(xiàn)匹配特性。3、Cascode 電路【1】 套筒式的共源共柵結(jié)構(gòu)在一定程度上限制了輸出的電壓擺幅，也就是說電路的最小輸出必須保證共源共柵結(jié)構(gòu)的MOSFET工作在飽和條件，即輸出的最小電平約為兩個過驅(qū)動電壓之和， 但是卻極大的提高了電路的輸出阻抗。 共源共柵結(jié)構(gòu)將輸入的電壓信號轉(zhuǎn)換為電 流，而電流又作為 CS電路的輸入。而折疊式的共源 共柵結(jié)構(gòu)在實現(xiàn)電路的放大時表現(xiàn)為較 好的低壓特性。4 、電路是計算出來的【1】直流工作點的確定依據(jù)其輸入的靜態(tài)電壓或靜態(tài)電流確定，換句話說，電路中各點的 靜態(tài)電壓和電流都是可以計算出來的， 因為其靜態(tài)電路各點的 IV 關(guān)系滿足基本的電路定理， 電路結(jié)構(gòu)的不同

11、所表現(xiàn)的電流、 電壓表達式是唯一確定的， 即電路的靜態(tài)參數(shù)是唯一確定的?！?】 在直流工作點的基礎(chǔ)上進行的交流分析也就是對輸入小信號的分析，所實現(xiàn)的放大是對疊加在工作點上的小信號進行放大。或者說，直流電平提供了小信號工作的穩(wěn)態(tài)條件，而交流特性則反映了信號的動態(tài)變換， 即放大特性， 這樣在直流電平上疊加的交流小信號共 同作為輸入作用于電路實現(xiàn)信號的放大?？偟膩碚f，電路的交流特性可以通過小信號分析得到，或者通過等效的電路模型簡化分析，因此，電路的增益、輸入阻抗、輸出阻抗都是可 以進行計算的。5、MOSFET小信號模型直觀理解MOSFET 在飽和條件下的工作狀態(tài)可以通過小信號等效電路圖進行分析，但是

12、小信號等效電路分析也只是提供了一種較為簡化的計算方法。電路中的MOS管通過柵源電壓的微變化轉(zhuǎn)換為漏源電流的變化， 在交流通路中流過相應(yīng)的負載即可產(chǎn)生交流輸出電壓， 而直流和交流 的疊加產(chǎn)生最終的輸出電壓，產(chǎn)生這一現(xiàn)象的根源 在于器件的非線性特性。因此，對于直 流通路的分析根據(jù)其靜態(tài)工作電壓和電流關(guān)系即可得到， 而對于交流通路仍然可以建立交流 等效電路，但是對于有源器件來 講，其電流和電壓的非線性導(dǎo)致器件自身的交直流阻抗分 離，這就導(dǎo)致交流通路的某些參數(shù)發(fā)生變化， 這樣電路的交流分析應(yīng)當(dāng)注意器件阻抗的變化， 這正是源于有 源器件的非線性導(dǎo)致的交直流阻抗分離。從MOSFET的小信號等效電路可以看出

13、， 柵源電壓對于漏源電流的控制起主導(dǎo)作用，也就是說漏源 電壓和襯底效應(yīng)對器件工作狀態(tài)的影響可以忽略，因此可以看出， MOS 管的漏源電流受三方面的影響，從柵端口看，柵壓對電流的影響gm*vgs，漏源電壓對電流的影響gd*vds，襯底的影響gmb*vbs。那么 從電流的角度來講，二級效應(yīng)表現(xiàn)為gm*vgs、gd*vds和 gd*vds 電流的總和。一般條件下，在電路的初始分析過程中忽略溝道長度調(diào)制和體效應(yīng) 的 影響，這樣簡化的 MOS模型僅受柵壓的影響，因此從源到柵的等效阻抗約為1/gm。簡化的電路分析往往因為忽略的次級效應(yīng)而產(chǎn)生誤差， 但是對于電路的直觀 理解是很重要的。6、SPICE模型sp

14、ice模型晶體管級的連接決定了電路的結(jié)構(gòu)， 但是電路的性能卻取決于具體的參數(shù)設(shè)置。 提供了器件的具體參數(shù)化過程，即對電路的仿真分析需要進行參數(shù)的 設(shè)置，即在工藝過程 中的所約束的各種參數(shù)提供了一個較為完整的器件級的參數(shù)模型，例如溝道長度調(diào)制系數(shù)、 寄生的電容、柵氧層的厚度等等，這些都是為了將晶 體管的參數(shù)進行量化，即在器件層次 的某些參數(shù)也是可以計算出來的！7、電路分析【等效方法 直觀理解】8、五管差分對【全對稱結(jié)構(gòu)】輸 入信號是直流和交流的疊加， 直流電平用于確定電路的靜態(tài)工作點， 根據(jù) IV 特性曲線可 知，基本差分結(jié)構(gòu)在輸入直流電平相等的條件下所表現(xiàn)的線性關(guān)系最好， 并且其線性范圍 最大，這樣增大了輸入交流小信號的動態(tài)范圍。 但是直流工作點的選取依賴于基本的電路結(jié) 構(gòu)，也具有一定的范圍：保證尾電流管處于飽和區(qū)，同時 不能使得放大管進入線性區(qū)，這 樣就近似確定的輸入共模電平的選擇范圍。 靜態(tài)下的五管差分對， 其節(jié)點的電流電壓是完全