基于電壓前饋解耦控制的三相VSR的仿真研究

1、基于電壓前饋解耦控制的三相VSR的仿真研究石榴明璇，謝運(yùn)祥，楊金（華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東省 廣州 510640）摘要：從三相電壓型整流器在三相靜止坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型，導(dǎo)出其在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型，并在此基礎(chǔ)上引入了基于電網(wǎng)電壓前饋解耦的三相PWM整流器控制系統(tǒng)。在MATLAB的SIMULINK環(huán)境下建立了本文所討論系統(tǒng)的仿真模型。仿真結(jié)果表明，基于前饋解耦的系統(tǒng)具有動態(tài)響應(yīng)快，抗擾性能好的特點(diǎn)。關(guān)鍵詞：前饋解耦；空間矢量；PWM整流器中圖分類號：TM461 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：AThe Simulation Research on Three-Phase Voltage Source Rec

2、tifier Based on Feedforward Decoupling ControlSHI Liu-ming-xuan, XIE Yun-xiang, YANG Jin(Electric Power Institute South, China University of Technology, Guangzhou 510640, China)Abstract: The system model of the three-Phase VSR under the three-phase static coordinate axis is given. From it ,the mathe

3、matical model under the rotating coordinate axis is derived. Then, the feedforward decoupling control method is introduced to control the three-phase VSR. The simulation model of the system discussed in the paper is established in the Simulink environment of the MATLAB software. The simulation resul

4、ts show that the PWM Rectifier under the feed-forward decoupling control method has fast dynamic response and good performance in disturbance rejection of the load.Keywords: feedforward decoupling; SVPWM; PWM rectifier1 引言傳統(tǒng)的晶閘管相控整流及二極管無控整流，不但功率因數(shù)低，還給電網(wǎng)帶來了諧波的危害。自從在整流技術(shù)中引入PWM控制后，PWM整流技術(shù)因其具有功率因數(shù)可控、網(wǎng)側(cè)電

5、流趨于正弦化、能量雙向流動等優(yōu)點(diǎn)，受到了越來越多的關(guān)注。由于三相電壓型PWM整流器是一個(gè)時(shí)變非線性耦合系統(tǒng)，對其控制比較復(fù)雜。單純對整流器ABC三相進(jìn)行獨(dú)立控制，而不考慮彼此間的耦合，所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)很難有好的性能。本文首先引出了三相電壓型PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型，接著引出了兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，并在此基礎(chǔ)上引入了電網(wǎng)電壓的前饋解耦控制算法；最后討論了VSR的空間電壓矢量控制技術(shù)，并在MATLAB的SIMULINK環(huán)境下，對所討論算法進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。2 三相 VSR模型的建立圖1為三相VSR的主電路圖。Ea,Eb,Ec是電網(wǎng)電動勢，ia(t),ib(t),ic(t)是PWM整

6、流器的三相電流，La,Lb,Lc電網(wǎng)電動勢與整流器交流側(cè)的連接電感，Idc，Vdc，IL分別為整流器直流側(cè)電流，電壓及負(fù)載電流。假定電網(wǎng)電壓三相對稱，根據(jù)基爾霍夫定律，可列出三相PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系下開關(guān)函數(shù)模型為1：圖1 三相VSR的主電路Fig.1 The main circuit of three-phase VSR （1）上式中，假定電網(wǎng)電動勢三相對稱，因而有成立。建立在三相靜止對稱坐標(biāo)系中的VSR數(shù)學(xué)模型，物理意義清楚，但在這種模型中VSR交流側(cè) 均為時(shí)變交流量，不利于控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。為此可考慮通過坐標(biāo)變換將三相靜止對稱坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)的d-q坐標(biāo)系。這樣經(jīng)

7、過坐標(biāo)變換后，三相靜止對稱坐標(biāo)系中的基波正弦變量將轉(zhuǎn)化為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流分量，可以簡化設(shè)計(jì)。對上式進(jìn)行坐標(biāo)變換后，可能得出三相VSR開關(guān)函數(shù)模型在dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的表達(dá)式如下： (2) (3) (4)其中：為電網(wǎng)電動勢矢量在d，q軸上的分量；為網(wǎng)側(cè)電流矢量的d，q軸分量；為開關(guān)函數(shù)對應(yīng)的d，q軸分量，令，。觀察式（3）、式（4）可知，三相VSR在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d, q）中，是相互耦合的，一相的變化將會帶來另一相的變化，這給控制器的設(shè)計(jì)帶來了麻煩。 3 PWM整流器的前饋解耦控制算法采用前饋解耦控制策略1，當(dāng)電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器時(shí)，則、的控制方程如下： (5) (6)式中，、

8、為電流內(nèi)環(huán)比例調(diào)節(jié)增益和積分調(diào)節(jié)增益，、為電流指令值。化簡后可得:(7)式（7）表明，基于前饋解耦的控制算法使三相VSR電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)了解耦控制，控制結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。圖2 解耦控制框圖Fig.2 The diagram of decoupling control4解耦算法的單位功率因數(shù)控制的實(shí)現(xiàn)在坐標(biāo)變換中，規(guī)定d軸與電網(wǎng)電動勢矢量E重合，q軸滯后電動勢矢量E 90度。這樣，電流矢量I在d、q軸上的投影分別為PWM整流器有功電流Id與無功電流Iq分量。要使PWM整流器達(dá)到單位功率因數(shù)整流的目的，則必須保證其無功分量Iq為0，因此無功分量的給定為=0；而對于有功分量的給定值，則是通過PWM整流

9、器輸出電壓的PI調(diào)節(jié)來實(shí)現(xiàn)的，如式（8）所示。 (8)這樣，基于前饋解耦的PWM整流器采用電壓電流雙閉環(huán)控制來實(shí)現(xiàn)。電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為有功電流的給定值。電流調(diào)節(jié)器用來獨(dú)立調(diào)節(jié)系統(tǒng)的有功、無功電流，使系統(tǒng)的有功、無功電流實(shí)時(shí)跟蹤指令電流值，達(dá)到系統(tǒng)功率因數(shù)整流目的。調(diào)節(jié)過程簡要分析如下。由式（7）可知，當(dāng)不考慮線路電阻R的影響時(shí)，式（7）可以變?yōu)槿缦卤磉_(dá)式： （9）當(dāng)PWM整流器無功電流小于其指令值時(shí)，則有，則有，即無功電流表現(xiàn)出增加的趨勢。由前面的分析可以知道，無功電流參考值為零，即相當(dāng)于實(shí)際的無功電流由一個(gè)負(fù)的值趨于零的過程。反之，當(dāng)無功電流實(shí)際值大于指令值時(shí)，則有無功電流會逐漸減小到設(shè)定

10、的指令值，達(dá)到單位功率因數(shù)控制的目的。有功電流的調(diào)節(jié)過程基本與上面的分析過程相同。至于電壓電流調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)計(jì)，文獻(xiàn)2中已經(jīng)有比較詳細(xì)的敘述，在此不再展開說明。5 SVPWM的實(shí)現(xiàn)由相關(guān)文獻(xiàn)可以知道，SVPWM波的實(shí)時(shí)調(diào)制，需要二維靜止坐標(biāo)系分量、作為輸入。由式（5）、（6）計(jì)算出的整流器交流側(cè)的參考電壓、是在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的分量。因此首先要通過兩相旋轉(zhuǎn)到兩相靜止坐標(biāo)的變換，得出參考電壓矢量在兩相靜止坐標(biāo)下的分量表達(dá)式、，再據(jù)此計(jì)算空間電壓矢量所在的扇區(qū)，及各矢量的作用時(shí)間，進(jìn)而分配PWM整流器的驅(qū)動信號。5.1區(qū)間判定在進(jìn)行區(qū)間定向時(shí)，可以作如下處理35：如果，則A=1，否則A=0；如果，

11、則B=1，否則B=0；如果，則C=1，否則C=0。設(shè)定區(qū)間N=A+2B+4C，根據(jù)N值就可以確定矢量所在的扇區(qū)。5.2 矢量作用時(shí)間確定為了計(jì)算作用時(shí)間的方便，可以先定義X，Y，Z三個(gè)通用值的大小，定義如下： （10）其中Ts為開關(guān)周期，Ud為PWM整流器直流側(cè)的電壓值。依據(jù)式（10），并結(jié)合表1就可以確定各個(gè)扇區(qū)內(nèi)，各基本矢量的作用時(shí)間。表1 矢量賦值表Tab.1 Vector assignment table區(qū)間123456-ZZX-X-YYXY-YZ-Z-X6 仿真驗(yàn)證依據(jù)前面的分析，可得基于前饋解耦控制的PWM整流器系統(tǒng)的控制框圖如圖3所示。圖3 前饋解耦控制的PWM系統(tǒng)框圖Fig.3

12、 The diagram of PWM system based on decoupling control在MATLAB的SIMULINK環(huán)境下，依據(jù)圖3構(gòu)建基于前饋解耦控制的PWM整流器的仿真模型。仿真參數(shù)設(shè)定如下：電網(wǎng)電壓相電壓峰值E=311V，直流側(cè)電容為2200e-6F,開關(guān)頻率選為10KHZ，電感為10mH,直流側(cè)電容電壓設(shè)定為650V。 電流調(diào)節(jié)器KiI=0.6，KpI=25 ；電壓調(diào)節(jié)器 KiU=13，KpU=0.5；仿真時(shí)間為0至0.7秒時(shí)間，其中在0.2秒時(shí)阻性負(fù)載加大為原來的一倍，而在 0.45秒時(shí)，負(fù)載恢復(fù)為原來值。圖4中，等幅正弦波形為VSR交流側(cè)電壓波形，波形在0.

13、2秒后有突變的為放大兩倍后的電流波形。圖4、5波形表明，基于前饋解耦的PWM整流器在突加、減負(fù)載的情況下，輸入電流波形能很快跟隨電網(wǎng)電壓，動態(tài)響應(yīng)極快。圖6中，上部分為無功電流的波形，下部分為有功電流波形。在有功負(fù)載突變過程中，無功電流基本沒變化，而有功電流波形則能很快跟蹤負(fù)載的變化。從波形中，也能發(fā)現(xiàn)，有功，無功電流基本上實(shí)現(xiàn)了解耦控制。圖7中，表明直流側(cè)電容電壓的波形在整個(gè)負(fù)載突變過程中（加載、減載），均能很快恢復(fù)到設(shè)定值，系統(tǒng)的抗負(fù)載擾動性能理想。 圖4 PWM整流器交流側(cè)電壓電流波形（0.2秒負(fù)載突變）Fig.4 AC voltage and current waveforms of

14、PWM rectifier 圖5 PWM整流器交流側(cè)電壓電流波形（0.45秒負(fù)載突變）Fig.5 AC voltage and current waveforms of PWM rectifier 圖6 無功電流與有功電流波形Fig.6 The waveform of reactive current and active current 圖7直流側(cè)電壓波形 Fig.7 The waveform of the DC voltage 7結(jié)語本文研究了一種基于解耦控制的三相電壓型PWM整流器，并在MATLAB仿真環(huán)境下對其進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。仿真波形表明，基于前饋解耦控制的PWM整流器具有優(yōu)良的動態(tài)及穩(wěn)態(tài)性能，這對PWM整流器硬件實(shí)驗(yàn)提供了較大的參考價(jià)值。參考文獻(xiàn)1 張崇巍，張興.PW