混頻器特性分析

1、微波混頻器技術(shù)指標(biāo)與特性分析一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比噪聲系數(shù)的基本定義已在第四章低噪聲放大器中有過介紹。但是混頻器中存在多個(gè)頻率，是多頻率多端口網(wǎng)絡(luò)。為適應(yīng)多頻多端口網(wǎng)絡(luò)噪聲分析，噪聲系數(shù)定義改為式(9-1),其理論基礎(chǔ)仍是式(6-1)的原始定義，但此處的表示方式不僅適用于單頻線性網(wǎng)絡(luò)，也可適用于多頻響應(yīng)的外差電路系統(tǒng)，即(9-1)式中Pno-當(dāng)系統(tǒng)輸入端噪聲溫度在所有頻率上都是標(biāo)準(zhǔn)溫度T0=290K時(shí)，系統(tǒng)傳輸?shù)捷敵龆说目傇肼曎Y用功率；Pns僅由有用信號輸入所產(chǎn)生的那一部分輸出的噪聲資用功率。根據(jù)混頻器具體用途不同，噪聲系數(shù)有兩種。一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比1、單邊帶噪聲系數(shù)在混頻器輸

2、出端的中頻噪聲功率主要包括三部分：(1)信號頻率fs端口的信源熱噪聲是kT0f,它經(jīng)過混頻器變換成中頻噪聲由中頻端口輸出。這部分輸出噪聲功率是kT0fm式中f中頻放大器頻帶寬度；m混頻器變頻損耗；T0環(huán)境溫度，T0=293K。fp之差mo(2)由于熱噪聲是均勻白色頻譜，因此在鏡頻fi附近f內(nèi)的熱噪聲與本振頻率為中頻，也將變換成中頻噪聲輸出，如圖9-1所示。這部分噪聲功率也是kT0f/(3)混頻器內(nèi)部損耗電阻熱噪聲以及混頻器電流的散彈噪聲，還有本機(jī)振蕩器所攜帶相位噪聲都將變換成輸出噪聲。這部分噪聲可用Pnd表不。Pnof,Tm稱tmkTof按照定義公式(9-1)PnoFSSBPnsTmTo規(guī)定，

3、可得混頻器單邊帶工作時(shí)的噪聲系數(shù)為kTmfPns在混頻器技術(shù)手冊中常用Fssb表示單邊帶噪聲系數(shù)，其中SSB是SingalSideBand的縮寫。Pns是信號邊帶熱噪聲(隨信號一起進(jìn)入混頻器)傳到輸出端的噪聲功率，它等于kT0f這三部分噪聲功率在混頻器輸出端相互疊加構(gòu)成混頻器輸出端總噪聲功率PnokTof/mkTof/mPnd把Pno等效為混頻器輸出電阻在溫度為Tm時(shí)產(chǎn)生的熱噪聲功率，即Pno=kTm混頻器等效噪聲溫度。kTmf和理想電阻熱噪聲功率之比定義為混頻器噪聲溫度比，即mo因此可得單邊帶噪聲系數(shù)是FSSBkTmfkT°fLmmtm2、雙邊帶噪聲系數(shù)在遙感探測、射電天文等領(lǐng)域，

4、接收信號是均勻譜輻射信號,存在于兩個(gè)邊帶，這種應(yīng)用時(shí)的噪聲系數(shù)稱為雙邊帶噪聲系數(shù)。此時(shí)上下兩個(gè)邊帶都有噪聲輸入,因此Pns=kT0f/mo按定義可寫出雙邊帶噪聲系數(shù)匚Pno卜DSBT-"2k'T°f/m1二amtm2(9-5)式中DSB是DoubleSideBand的縮寫。將公式(9-4)和(9-5)相比較可知，由于鏡像噪聲的影響，混頻器單邊帶噪聲系數(shù)比雙邊帶噪聲系數(shù)大一倍，即高出3dB。為了減小鏡像噪聲，有些混頻器帶有鏡頻回收濾波器或鏡像抑制濾波器。因此在使用商品混頻器時(shí)應(yīng)注意：(1)給出的噪聲系數(shù)是單邊帶噪聲還是雙邊帶噪聲，在不特別說明時(shí)，往往是指單邊帶噪聲系數(shù)

5、。(2)鏡頻回收或鏡頻抑制混頻器不宜用于雙邊帶信號接收，否則將增大3dB噪聲。(此類混頻器將在第二節(jié)鏡頻抑制混頻器中詳述)(3)測量混頻器噪聲系數(shù)時(shí)，通常采用寬頻帶熱噪聲源，此時(shí)測得的噪聲系數(shù)是雙邊帶噪聲系數(shù)。在商品混頻器技術(shù)指標(biāo)中常給出整機(jī)噪聲系數(shù)，這是指包括中頻放大器噪聲在內(nèi)的總噪聲系數(shù)。由于各類用戶的中頻放大器噪聲系數(shù)并不相同，因此通常還注明該指標(biāo)是在中頻放大器噪聲系數(shù)多大時(shí)所測得的?；祛l器和中頻放大器的總噪聲系數(shù)是FtF10mmif式中Fif中頻放大器噪聲系數(shù)；m混頻器變頻損耗；tm混頻器等效噪聲溫度比。tm值主要由混頻器性能決定，也和電路端接負(fù)載有關(guān)。tm的范圍大約是厘米波段tm=1

6、.11.2毫米波段tm=1.21.5在厘米波段，由于tm1,所以可粗估整機(jī)噪聲是F0mFif二、變頻損耗混頻器的變頻損耗定義是：混頻器輸入端的微波信號功率與輸出端中頻功率之比，以分貝為單位時(shí)，表示式是微波輸入信號功率mg中頻輸入信號功率(9-8)dBrdBqdB1 g混頻器的變頻損耗由三部分組成：包括電路失配損耗，混頻二極管芯的結(jié)損耗r和非線性電導(dǎo)凈變頻損耗go1、失配損耗失配損耗取決于混頻器微波輸入和中頻輸出兩個(gè)端口的匹配程度。如果微波輸入端口的電壓駐波比為s,中頻輸出端口的電壓駐波比為i,則電路失配損耗是2 2S1i1dB10lg-10lg-(9-9)4s4i混頻器微波輸入口駐波比s一般為

7、2以下。的典型值約為0.51dB。管芯的結(jié)損耗主要由電阻Rs和電容Cj引起，參見圖9-2。在混頻過程中，只有加在非線性結(jié)電阻Rj上的信號功率才參與頻率變換，結(jié)損而Rs和Cj對Rj的分壓和旁路作用將使信號功率被消耗一部分。耗可表不為_Rs2_2一rdB10lg12c2RsRj(dB)Rj混頻器工作時(shí)，Cj和R值都隨本振?敷勵功率PP大小而變化。Pp很小時(shí)，Rj很大，Cj的分流損耗大；隨著Pp加強(qiáng)，Rj減小，Cj的分流減小，但Rs的分壓損耗要增長。因此將存在一個(gè)最佳激勵功率。當(dāng)調(diào)整本振功率，使Rj=1/sCj時(shí)，可以獲得最低結(jié)損耗，即rmindB101g12sCjRs(dB)可以看出，管芯結(jié)損耗隨

8、工作頻率而增加，也隨Rs和Cj而增加。fc2RsCj圖9-2混頻管芯等效電路表示二極管損耗的另一個(gè)參數(shù)是截止頻率fc為1020fs。比如fc=20fs時(shí),通常，混頻管的截止頻率fc要足夠高，希望達(dá)到fc12mW,神化錢混頻將有rmin=0.4dB。根據(jù)實(shí)際經(jīng)驗(yàn)，硅混頻二極管的結(jié)損耗最低點(diǎn)相應(yīng)的本振功率大約為二極管最小結(jié)損耗相應(yīng)的本振功率約為35mW。3、混頻器的非線性電導(dǎo)凈變頻損耗凈變頻損耗g取決于非線性器件中各諧波能量的分配關(guān)系，嚴(yán)格的計(jì)算要用計(jì)算機(jī)按多頻多端口網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行數(shù)值分析；但從宏觀來看，凈變頻損耗將受混頻二極管非線性特性、混頻管電路對各諧波端接情況，以及本振功率強(qiáng)度等影響。當(dāng)混頻管參數(shù)

9、及電路結(jié)構(gòu)固定時(shí)，凈變頻損耗將隨本振功率增加而降低，如圖9-3所示。本振功率過大時(shí)，由于混頻管電流散彈噪聲加大，從而引起混頻管噪聲系數(shù)變壞。對于一般的肖特基勢壘二極管，正向電流為13mA時(shí)，噪聲性能較好，變頻損耗也不大。圖9-3變頻損耗、噪聲系數(shù)對本振功率的關(guān)系二、動態(tài)范圍動態(tài)范圍是混頻器正常工作時(shí)的微波輸入功率范圍。(1)動態(tài)范圍的下限通常指信號與基噪聲電平相比擬時(shí)的功率?？捎孟率奖硎綪minMkT0mFifff式中m混頻器變頻損耗；Fif中頻放大器噪聲系數(shù)；fif中放帶寬；M信號識別系數(shù)。例如混頻器有m=6dB,中放噪聲系數(shù)為Fif=1dB,中頻帶寬fif=5MHz,要求信號功率比熱噪聲電

10、平高10倍，即M=10,此時(shí)混頻器動態(tài)范圍下限是Pmin101.38102330041.2585106-121.0310W90dBm在不同應(yīng)用環(huán)境中，動態(tài)范圍下限是不一樣的。比如在輻射計(jì)中由于采用了調(diào)制技術(shù)，能接收遠(yuǎn)低于熱噪聲電平的弱信號。雷達(dá)脈沖信號則要高于熱噪聲約8dB,而調(diào)頻系統(tǒng)中接收信號載噪比約需要812dB。數(shù)字微波通信信號取決于要求的誤碼率，一般情況下比特信噪比也要在1015dB以上。(2)動態(tài)范圍的上限受輸出中頻功率飽和所限。通常是指1dB壓縮點(diǎn)的微波輸入信號功率Pmax,也有的產(chǎn)品給出的是1dB壓縮點(diǎn)輸出中頻功率。二者差值是變頻損耗。本振功率增加時(shí)，1dB壓縮點(diǎn)值也隨之增加。平

11、衡混頻器由2支混頻管組成，原則上1dB壓縮點(diǎn)功率比單管混頻器時(shí)大3dBo對于同樣結(jié)構(gòu)的混頻器，1dB壓縮點(diǎn)取決于本振功率大小和二極管特性。一般平衡混頻器動態(tài)范圍的上限為210dBm?；祛l器動態(tài)范圍曲線如圖9-4所示。圖9-4混頻器動態(tài)范圍四、雙頻三階交調(diào)與線性度如果有兩個(gè)頻率相近的微波信號s1、s2和本振p一起輸入列混頻器，這時(shí)將有很多組合諧波頻率，其中pnS1ms2稱雙頻交調(diào)分量。定義m+n=k為交調(diào)失真的階數(shù)，例如k=2(當(dāng)m=1,n=1)是二階交調(diào)，二階交調(diào)產(chǎn)物有m2ps1s2當(dāng)k=2+1=3時(shí)是三階交調(diào)，其中有兩項(xiàng)m3p2s1s2和m3p2s2s1三階交調(diào)分量出現(xiàn)在輸出中頻附近的地方。

12、當(dāng)s1和s2相距很近時(shí)，m3將落入中頻放大器工作額帶內(nèi)，造成很大干擾。這種情況在微波多路通信系統(tǒng)中是一個(gè)嚴(yán)重問題，如果各話路副載波之間有交叉調(diào)制，將造成串話和干擾。上述頻譜關(guān)系如圖9-5所示。圖中if是中頻帶寬。圖9-5混頻器頻譜分布四、雙頻三階交調(diào)與線性度1、混頻器三階交調(diào)系數(shù)三階交調(diào)系數(shù)Mi的定義為MjdB10lg三階交調(diào)分量功率有用信號功率101gPm3Pif其值為負(fù)分貝數(shù)，單位常用dBc,其物理含義是三J一巴fd加階交調(diào)功率比有用中頻信號功率小的分貝數(shù)。三階交調(diào)功率Pm3隨輸入微波信號功率Ps的變化斜率較大，而中頻功率Pif隨Ps的變化呈正比關(guān)系，基本規(guī)律是Ps每減小1dB,Mi就改善

13、2dB,如圖7、6所示。圖9-6混頻器基波和三階交調(diào)成分隨信號功率的變化2、三階交調(diào)截止點(diǎn)Mi值與微波輸入信號強(qiáng)度有關(guān)，是個(gè)不固定的值。所以有時(shí)采用三階交調(diào)截止點(diǎn)Ma對應(yīng)的輸入功率PM作為衡量交調(diào)特性的指標(biāo)。三階交調(diào)截止點(diǎn)Ma是Pi直線和直線段延長的交點(diǎn)，此彳1和輸入信號強(qiáng)度無關(guān)。1dB壓縮點(diǎn)P1dB和三階交調(diào)截止值PM都常作為混頻器線性度的標(biāo)志參數(shù)。有關(guān)三階交調(diào)變化特性的改進(jìn)可參見第六章，區(qū)別僅在于混額器的輸出飽和是指中頻功率。通常三階交調(diào)截止值比1dB壓縮點(diǎn)值高1075dB，微波低頻端約高出15dB,微波高頻段高10dB。在混頻器應(yīng)用中，只要知道了三階交調(diào)截止值就能計(jì)算出任何輸入電平時(shí)的三

14、階交調(diào)系數(shù)。由于三階交調(diào)截止值處，Mi為0dB,輸入信號每減弱1dB,Mi就改善2dB,例如信號功率比PM小15dB時(shí)，Mi將為W0dBc。三階交調(diào)特性及飽和點(diǎn)，都和使用時(shí)的本振功率及偏壓有關(guān)?；祛l管加正偏壓時(shí)，動態(tài)范圍上限下降，三階交調(diào)特性變壞，但可節(jié)省本振功率或改善變頻損耗；加負(fù)偏壓時(shí)，上述情況剛好相反。另外。混領(lǐng)管反向飽和電流越小，接觸電位越大時(shí)，要求的本振功率大，此時(shí)1dB壓縮點(diǎn)提高，三階交調(diào)特性也較好。五、工作頻率混頻器是多頻率器件，除了應(yīng)指明信號工作頻帶以外，還應(yīng)該注明本振頻率可用范圍及中頻頻率。分支電橋式的集成混頻器工作頻帶主要受電橋頻帶限制，相對頻帶約為10%30%,加補(bǔ)償措施

15、的平衡電橋混頻器可做到相對頻帶為30%40%。雙平衡混頻器是寬頻帶型，工作頻帶可達(dá)多個(gè)倍頻程。六、隔離度混瀕器隔離度是指各頻率端口之間的隔離度，該指標(biāo)包括三項(xiàng)，信號與本振之間的隔離度，信號與中頻之間的隔離度，本振與中頻之間的隔離度。隔離度定義是本振或信號泄漏到其他端口的功率與原有功率之比，單位為dB。例如信號至本振的隔離度定義是L信號輸入到混頻器的功率sp1g在本振端口測得的信號功率信號至本振隔離度是個(gè)重要指標(biāo)，尤其是在共用本振的多通道接收系統(tǒng)中，當(dāng)一個(gè)通道的信號泄漏到另一通道時(shí)，就會產(chǎn)生交叉干擾。例如，單脈沖雷達(dá)接收機(jī)中的合信號漏入差信號支路時(shí)將使跟蹤精度變壞。在單通道系統(tǒng)中信號泄漏就要損失

16、信號能量，對接收靈敏度也是不利的。本振至微波信號的隔離度不好時(shí)，本振功率可能從接收機(jī)信號端反向輻射或從天線反發(fā)射，造成對其他電設(shè)備干擾，使電磁兼容指標(biāo)達(dá)不到要求，而電磁兼容是當(dāng)今工業(yè)產(chǎn)品的一項(xiàng)重要指標(biāo)。此外，在發(fā)送設(shè)備中，變頻電路是上變頻器，它把中頻信號混頻成微波信號，這時(shí)本振至微波信號的隔離度有時(shí)要求高達(dá)80100dB。這是因?yàn)?，上變頻器中通常本振功率要比中頻功率高10dB以上才能得到較好的線性變頻。變頻損耗可認(rèn)為10dB,如果隔離度不到20dB,泄漏的本振將和有用微波信號相等甚至淹沒了有用信號。所以還得外加一個(gè)濾波除F來提Wj隔離度。信號至中額隔離度指標(biāo)在低中頻系統(tǒng)中影響不大，但是在寬頻帶

17、系統(tǒng)中就是個(gè)重要因素了。有時(shí)微波信號和中頻信號都是很寬的頻帶，兩個(gè)頻帶可能邊沿靠近，甚至頻帶交疊，這時(shí)，如果隔離度不好，就造成直接泄漏干擾。單管混頻器隔離度依靠定向耦合器，很難保證高指標(biāo)，一般只有10dB量級。平衡混頻器則是依靠平衡電橋。微帶式的集成電橋本身隔離度在窄頻帶內(nèi)不難做到30dB量級，但由于混頻管寄生參數(shù)、特性不對稱、或匹配不良，不可能做到理想平衡。所以實(shí)際混頻器總隔離度一般在1520dB左右，較好者可達(dá)到30dB。七、鏡頻抑制度在本節(jié)噪聲系數(shù)論述中已提到過單邊帶混頻器鏡頻噪聲的影響，它將使噪聲系數(shù)變壞3dB。在混頻器之前如果有低噪聲放大器，就更必須采取措施改善對鏡頻的抑制度。現(xiàn)在優(yōu)

18、良的低噪聲放大器在C波段已能做到Nf=0.5dB,若采用無鏡頻抑制功能的常規(guī)混頻器，整機(jī)噪聲將惡化到3.5dBo此外，如果在鏡頻處有干擾，甚至可能破壞整機(jī)正常工作。抑制鏡頻的方式大都是在混頻器前加濾波器，可采用對鏡頻帶阻式或?qū)π蓬l帶通式。對于捷變頻雷達(dá)則必須用自動抑制鏡頻的混頻器，將在下節(jié)詳述。鏡頻抑制度一般是1020dB,對于抑制鏡頻噪聲來說已經(jīng)夠用，詳見第四章第二節(jié)。有些特殊場合，為抑制較強(qiáng)鏡頻干擾，則需25dB或更高。八、本振功率與工作點(diǎn)混頻器的本振功率是指最佳工作狀態(tài)時(shí)所需的本振功率。商品混頻器通常要指定所用本振功率的數(shù)值范圍，比如指定Pp=1012dBm。這是因?yàn)?，本振功率變化時(shí)將影

19、響到混頻器的許多項(xiàng)指標(biāo)。本振功率不同時(shí)，混頻二極管工作電流不同，阻抗也不同，這就會使本振、信號、中頻三個(gè)端口的匹配狀態(tài)變壞；此外也將改變動態(tài)范圍和交調(diào)系數(shù)。不同混頻器工作狀態(tài)所需本振功率不同。原則上本振功率愈大，則混頻器動態(tài)范圍增大，線性度改善，1dB壓縮點(diǎn)上升，三階交調(diào)系數(shù)改善。本振功率過大時(shí)，混頻管電流加大，噪聲性能要變壞。此外混頻管性能不同時(shí)所需本振功率也不一樣。截止頻率高的混頻管（即Q值高）所需功率小，碎化錢混頻管比硅混頻管需要較大功率激勵。本振功率在厘米波低端大約需25mW,在厘米波高端為510mW,毫米波段則需1020mW;雙平衡混頻器和鏡頻抑制混頻器用4只混頻管，所用功率自然要比

20、單平衡混頻管大一倍。在某些線性度要求很高、動態(tài)范圍很大的混頻器中，本振功率要求高達(dá)近百毫瓦。九、端口駐波比在處理混頻器端口匹配問題時(shí)，常常受許多因素影響。在寬頻帶混頻器中很難達(dá)到高指標(biāo)，不僅要求電路和混頻管高度平衡，還要有很好的端口隔離。比如中頻端口失配，其反射波再混成信號，可能使信號口駐波比變壞，而且本振功率漂動就會同時(shí)使三個(gè)端口駐波變化。例如本振功率變化45dB時(shí)，混頻管阻抗可能由500變到1000,從而引起三個(gè)端口駐波比同時(shí)出現(xiàn)明顯變化。所以混頻器駐波比指標(biāo)一般都在22.5量級。十、中頻輸出阻抗在70MHz中頻時(shí)，中頻輸出阻抗大多是200400,中頻阻抗的匹配好壞也影響變頻損耗。中頻頻率

21、不同時(shí)，輸出阻抗差別很大，有些微波高頻段混頻器的中頻是1GHz左右，其輸出阻抗將低于100。以上敘述的混頻器指標(biāo)參數(shù)是表征混頻器主要性能的一些參數(shù)。對于一般商品微波集成混頻器，在產(chǎn)品目錄中所給出的特性指標(biāo)并不齊全，當(dāng)用于整機(jī)系統(tǒng)時(shí)，有些特性需要自己測量。詳細(xì)測量方法將在本章最后一節(jié)介紹。六、混頓器與前置中放組件混頻器必然要與中頻放大器聯(lián)接，在多數(shù)微波系統(tǒng)中，為了保證系統(tǒng)性能，常把中放分成兩部分，一部分是主中放，用于提供優(yōu)良的頻帶特性和高增益；另一部分是前置中放，緊置于混頻之后，雖無頻帶要求，但要求噪聲很低。1、混頻一前置中放集成組件若把混頻器與前置中放制做在同一塊基片上，構(gòu)成一個(gè)整體接收組件，

22、將有如下優(yōu)點(diǎn)。(1)前置中放的輸入匹配電路可專門按最佳噪聲信源阻抗設(shè)計(jì)，以獲得整機(jī)最低噪聲系數(shù)。如果用單獨(dú)的混頻和前置中放相連，往往由于混頻器輸出阻抗的差異，尤其當(dāng)中頻高于1GHz時(shí)較難得到最好性能。(2)避免接插轉(zhuǎn)換損耗。常規(guī)微波集成混頻器用微帶同軸轉(zhuǎn)換器把微帶轉(zhuǎn)換成同軸接頭再與中放聯(lián)接，其接插損耗不可避免，而且結(jié)構(gòu)穩(wěn)定性差。(3)工作頻帶可以合理分配。在寬頻帶系統(tǒng)中信號頻帶和中頻頻帶有時(shí)相距很近，甚至有重疊，一體設(shè)計(jì)時(shí)可以合理分配頻帶，避免直通干擾。(4)體積尺寸小，結(jié)構(gòu)緊湊。可以合理設(shè)置混頻工作點(diǎn)的直流監(jiān)視電路。2、混頻器電流監(jiān)測電路在有些微波通信系統(tǒng)中需要監(jiān)視接收機(jī)工作狀態(tài)。測量混頻二

23、極管電流是一種簡便易行的方式。一種方法如圖9-30所示。此方式很簡單，原混頻電路變動最小，在混頻器中頻端口并接微安表。正常工作情況下，兩混頻器也會略有差異，微安表可測出約幾十微安量級的直流電流差值I。如果發(fā)現(xiàn)此差電流I劇增，必有一個(gè)混頻管損壞，接收機(jī)尚能工作，但指標(biāo)急劇下降；若差電流變小，則說明可能本振功率減弱，或本振停振。圖9-30混頻器總電流監(jiān)視圖9-31混額管電流監(jiān)視另一種方式如圖9-31所示。用兩支電流表分別監(jiān)測兩支混頻管整流電流，并能根據(jù)電流大小調(diào)整本振功率，使混頻器工作到最佳狀態(tài)。為避免電流表串入直流電路引起附加反偏壓而影響混頻器，需并聯(lián)電阻以降低電流表直流電阻。電感則是對中頻濾波。3、前置中頻放大器前置中頻放大器的主要任務(wù)是使混頻器輸出口獲得匹配，而且對混頻輸出信號進(jìn)行預(yù)放大，這樣就可以把主中放安裝在機(jī)柜的另一個(gè)框架中，用較長電纜把混頻一前置中放聯(lián)至