—高精度cmos帶隙基準源的

1、Good is good, but better carries it.精益求精，善益求善。高精度cmos帶隙基準源的高精度cmos帶隙基準源的 摘 要基準電壓源是模擬電路設計中廣泛采用的一個關鍵的基本模塊。所謂基準電壓源就是能提供高穩(wěn)定度基準量的電源，這種基準源與電源、工藝參數(shù)和溫度的關系很小，但是它的溫度穩(wěn)定性以及抗噪性能影響著整個電路系統(tǒng)的精度和性能。本文的目的便是設計一種高精度的CMOS帶隙基準電壓源。本文首先介紹了基準電壓源的國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀及趨勢。然后詳細介紹了帶隙基準電壓源的基本結構及基本原理，并對不同的帶隙基準源結構進行了比較。接著對如何提高帶隙基準的電源抑制比以及帶隙基準電壓源

2、的溫度補償原理進行了分析，還總結了目前提高帶隙基準電壓源溫度特性的各種方法。在此基礎上運用曲率校正、內(nèi)部負反饋電路、RC濾波器、快速啟動電路，設計出了具有良好的溫度特性和高電源抑制比的帶隙基準電壓源電路。最后應用HSPICE仿真工具對本文中設計的帶隙基準電壓源電路進行了完整模擬仿真并分析了結果。模擬和仿真結果表明，電路實現(xiàn)了良好的溫度特性和高電源抑制比，0100溫度范圍內(nèi)，基準電壓溫度系數(shù)大約為11.2ppm/，在1Hz到10MHz頻率范圍內(nèi)平均電源抑制比(PSRR)可達到-80dB，啟動時間為700。關鍵詞: 帶隙基準電壓源； 溫度系數(shù)；電源抑制比； AbstractVoltage refe

3、rence is the vital basic module which is widely adopted in analog circuits. It can supply a voltage with high stability. The power supply, technics parameter rand temperature has lesser effete to this voltage. Its temperature stability and antinoise capability influence the precision and performance

4、 of the whole system. The purpose of this article is to design a high precision CMOS bandgap voltage reference.In this article, the present situation and developmental trend of voltage reference studies both at home and abroad are presented. The structure and principle of voltage reference are analy

5、zed in detail, and then the different structures of bandgap voltage reference are compared. By analyzing the power supply rejection ratio (PSRR) and the principle of temperature compensation, the method of improving the temperature characteristic is summarized. The design of a bandgap voltage refere

6、nce circuit with high power supply rejection ratio and good temperature characteristic is completed by applying curvature emendation, inside negative feedback technology, RC filter and fast start-up circuit. At last, the circuits have been simulated with HSPICE simulation tools.The simulation result

7、s show that，the circuit with good temperature characteristic and high power supply rejection ratio, and at the temperature range of 0 to 100, the temperature coefficient(TC) is about 11.2ppm/. In the frequency range of 1Hz to 10MHz, the average power supply rejection ratio is more than -80dB and it

8、has a turn-on time less than 700. Key Words: bandgap voltage reference; temperature coefficient; power supply rejection ratio; 目 錄摘 要IAbstractI1.緒 論11.1 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀與發(fā)展趨勢11.2 課題研究的目的意義21.3 本文的主要內(nèi)容22. 基準電壓源的原理與電路32.1 基準電壓源的結構32.1.1直接采用電阻和管分壓的基準電壓源32.1.2有源器件與電阻串聯(lián)組成的基準電壓源42.1.3帶隙基準電壓源62.2 帶隙基準電壓源的基本原理62.2.1

9、與絕對溫度成正比的電壓72.2.2負溫度系數(shù)電壓VBE72.3 帶隙基準源的幾種結構82.4 VBE的溫度特性112.5 帶隙基準源的曲率校正方法132.5.1線性補償132.5.2高階補償13本章小結173. 高精度CMOS帶隙基準源的電路設計與仿真183.1 高精度CMOS帶隙基準電壓源設計思路183.2 核心電路193.3 提高電源抑制比電路203.3.1負反饋回路213.3.2 RC濾波器223.4 快速啟動電路及快速啟動電路的控制電路233.4.1快速啟動電路的控制電路233.4.2快速啟動電路243.5 CMOS帶隙基準電壓源的溫度補償原理243.6 高精度CMOS帶隙基準電壓源的

10、電路仿真273.6.1仿真工具的介紹273.6.2 核心電路的仿真結果273.6.3 電源抑制比電路的仿真結果283.6.4 快速啟動電路的仿真結果283.6.5整體電路的仿真結果29本章小結30結 論32致 謝33參考文獻34 36361. 緒 論基準電壓源(Reference Voltage)是指在模擬電路或混合信號電路中用作電壓基準的具有相對較高精度和穩(wěn)定度的參考電壓源。它的溫度穩(wěn)定性以及抗噪性能影響著整個電路系統(tǒng)的精度和性能。模擬電路使用基準源，或者是為了得到與電源無關的偏置，或是為了得到與溫度無關的偏置，其性能好壞直接影響電路的性能穩(wěn)定，可見基準源是子電路不可或缺的一部分，因此也可以

11、說性能優(yōu)良的基準源是一切電子系統(tǒng)設計最基本和最關鍵的要求之一。隨著電路系統(tǒng)結構的進一步復雜化，對模擬電路基本模塊，如A/D、D/A轉(zhuǎn)換器、濾波器以及鎖相環(huán)等電路提出了更高的精度和速度要求，這樣也就意味著系統(tǒng)對其中基準電壓源模塊提出了更高的要求。另外，基準電壓源是電壓穩(wěn)壓器中的一個關鍵電路單元，它也是DC-DC轉(zhuǎn)換器中不可缺少的組成部分；在各種要求較高精確度的電壓表、歐姆表、電流表等儀器中都需要電壓基準源l 1.1 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀與發(fā)展趨勢近年來，國內(nèi)外對CMOS工藝實現(xiàn)的電壓基準源作了大量的研究，發(fā)表了大量的學術論文，其中的技術發(fā)展主要表現(xiàn)在如下幾個方面。1)低電壓工作的基準電壓源SOC(Si

12、gnal Operation Control)的主流工藝是CMOS工藝,目前，5V(0.6um)、3.3V (0.35um)、1.8V(0.18um)、1.5V(0.15um)、1.2V(0.13um)、0.9V(0.09um)等電源電壓已經(jīng)得到廣泛的使用。隨著手提設備對低電源需求的不斷增加，設計低壓工作的電壓基準源成為當前基準源研究的熱點。由于傳統(tǒng)帶隙電壓基準源的帶隙電壓為1.2V左右，所以，對于電源電壓低于1.2V的基準設計必須采用特殊的電路結構，許多文獻2都提出了輸出基準電壓低于1.2V的電路結構。采用這些電路結構后主要的工作電壓限制通常來自于運放的工作電壓，不同運放的電路結構和MOS管

13、襯底效應造成的高閾值電壓是限制工作電壓的主要因素。2)低溫度系數(shù)的基準電壓源低溫度系數(shù)的基準電壓源對于要求精度高的應用場合比較關鍵，比如說對于高精度的A/D、D/A結構，高精度的電流源、電壓源等。對于普通的一階溫度補償?shù)膸督Y構的溫度系數(shù)一般在20ppm/50ppm/，因此，設計低溫度系數(shù)的基準電壓源一般必須進行高階溫度補償。目前出現(xiàn)的高階補償技術包括環(huán)路曲率補償法，非線性曲率補償法，基于電阻比值的溫度系數(shù)的曲線補償方法等。3)高電源抑制比的基準電壓源在數(shù)?；旌霞呻娐分校娐分锌赡艽嬖诟哳l噪聲和數(shù)字電路產(chǎn)生的噪聲對模擬電路產(chǎn)生信號干擾的現(xiàn)象。在混合電路中，電壓基準源應該在較寬的范圍內(nèi)具有良好

14、的電源抑制比性能，有些設計中使用運放結構的帶隙基準技術，在直流頻率時的PSRR(Power Supply Rejection Ratio，電源抑制比)可達-110dB，在1MHz的PSRR達-70dB;而使用無運放負反饋結構的帶隙基準，在1KHz的PSRR為-95dB，在1MHz的PSRR為-40dB。4)低功耗的基準電壓源低功耗設計對于依靠電池工作的便攜設備具有非常重要的意義，低功耗電路可以延長電池的使用壽命。有些設計中的電路功耗可達220uW。1.2 課題研究的目的意義傳統(tǒng)的基準源是基于穩(wěn)壓二極管的原理制成，但由于它的擊穿電壓一般都大于現(xiàn)在電路中所用的電源，已經(jīng)不再常用。20世紀70年代初

15、，Widlar首先提出帶隙基準電壓源的概念和基本設計思想，由于其在電源電壓、功耗、穩(wěn)定性等方面的優(yōu)點，得到了廣泛的應用?，F(xiàn)在擁有帶隙基準源的集成電路已廣泛應用于軍事裝備、通訊設備、汽車電子、工業(yè)自動化控制及消費類電子產(chǎn)品等領域。隨著微電子技術的不斷發(fā)展，現(xiàn)階段常用集成電路的制作工藝主要有兩種: 雙極工藝和CMOS工藝。雙極性工藝是集成電路中最早成熟的工藝，其集成電路具有較快的器件速度，適合高速電路設計，但相對來說，器件功耗較大；CMOS工藝技術是在PMOS與NMOS工藝基礎上發(fā)展起來的，由于CMOS電路具有功耗低、器件面積小、集成密度大等優(yōu)點，已經(jīng)逐漸發(fā)展成為當代VLSI(超大規(guī)模集成電路)工

16、藝的主流工藝技術，因此，在本文在設計高精度的帶隙基準電壓源時，就采用了CMOS工藝技術。 1.3 本文的主要內(nèi)容為了設計一種高精度CMOS帶隙基準源，本文將首先著手于研究帶隙基準源的原理和提高帶隙基準源性能的方法，再對高精度的CMOS帶隙基準源進行完整設計分析，然后借助HSPICE對電路進行模擬仿真，包括帶隙基準源的核心電路、電源抑制比電路、快速啟動電路等。本文的主要內(nèi)容如下：1）介紹CMOS帶隙基準源的現(xiàn)狀、發(fā)展趨勢以及本課題研究目的意義；2）介紹基準源的分類，詳細分析帶隙基準源的基本原理和幾種基本框架，并分析其優(yōu)缺點；3）分析影響帶隙基準電壓源溫度性能的原因并總結目前的改進方法；4）對高精

17、度的CMOS帶隙基準源進行設計分析和模擬仿真；2. 基準電壓源的原理與電路基準源主要分為基準電壓源和基準電流源，而基準電壓源的性能參數(shù)主要有溫度系數(shù)、電源抑制比和功耗等。2.1 基準電壓源的結構2.1.1直接采用電阻和管分壓的基準電壓源如圖2.1所示的基準電壓源可以說是最簡單的基準源。 (a)采用電阻分壓的基準電壓源 (b)采用管分壓的基準電壓源 圖 2.1采用電阻和管分壓的基準電壓源對圖2.1(a)，有 (2.1) (2.2)其中，表示電源電壓幅度敏感系數(shù)。對圖2.1（b），有 (2.3)其中，代表PMOS管的寬長比，代表NMOS管的寬長比。若有，則它的輸出基準電壓對電源電壓非常敏感，而且對

18、溫度也非常敏感，所以它的應用受到很大的限制。圖2.2電源電壓敏感系數(shù)小于1的簡單電壓源若要得到電源電壓敏感系數(shù)小于1的電路結構，就要像圖2.2那樣設計電路，在電路中提供相對穩(wěn)定的電流，才能減小基準電壓對電源電壓的依賴。2.1.2有源器件與電阻串聯(lián)組成的基準電壓源通過以上的分析，為了能設計出簡單的基準電壓源，人們設計出了有源器件與電阻串聯(lián)組成的基準電壓源，如圖2.3和圖2.4所示。圖2.3電阻與MOS管串聯(lián)的基準電壓源圖2.4電阻與雙極晶體管串聯(lián)的基準電壓源在圖2.3中，得到： (2.4) (2.5)齊納二極管工作在反向偏置區(qū)時，在穩(wěn)定的電壓下，它的電流也是穩(wěn)定的，而且隨著電壓的增加，電流會迅速

19、的增加。因此使用這種基準時，必須提供恒定的電流。最基本的形式就是由電源和電阻來完成，如圖2.5所示。圖2.5 齊納二極管構成的電壓基準源 (2.6) (2.7)是擊穿二極管在擊穿點Q（如圖2.6）的小信號阻抗。圖2.6 齊納二極管工作特性反向擊穿發(fā)生在電壓為的時候，變化范圍為6V8V(如圖2.7)，值的大小取決于n+區(qū)和p+區(qū)的摻雜濃度。擊穿電壓的溫度系數(shù)會隨著擊穿電壓BV的值變化，齊納擊穿電壓的溫度系數(shù)為負，雪崩擊穿電壓的溫度系數(shù)為正。通過選擇合適的正溫度系數(shù)就可以抵消掉二極管的結壓降負溫度系數(shù)（約為-2.0mV/）。通過選擇合適的偏置電流，就可以獲得接近零溫度系數(shù)的基準電壓。然而這種基準源

20、的應用越來越少，因為它們使用起來有點困難：精度不高，噪聲大，輸出基準電壓對電流和溫度都有較大的依賴性。 圖2.7 的溫度系數(shù)與的關系2.1.3帶隙基準電壓源帶隙基準電壓源的性能較其它基準電壓源有了很大的飛躍。它的溫度系數(shù)可以做的很小，可以獲得從1.22V到10V的各種基準電壓。由于建立在非表面的帶隙原理上，因此比齊納二極管更穩(wěn)定。它的輸出阻抗很低，能保持很小的溫度系數(shù)而且具有較高的穩(wěn)定性。同時，帶隙基準源工作的靜態(tài)電流和功耗都很小，電源電壓抑制比比較大，輸出電壓受電源電壓的影響很小。由于以上優(yōu)點使帶隙基準電壓源得到廣泛的應用，本文所采用的就是帶隙基準電壓源，下面詳細分析帶隙基準電壓源的原理3。

21、2.2 帶隙基準電壓源的基本原理圖2.8是帶隙基準電壓源的原理圖。由室溫下溫度系數(shù)為-2.0mV/的pn結二極管產(chǎn)生電壓；同時也產(chǎn)生一個熱電壓VT（T=KT/q），它與絕對溫度成正比（PTAT），它在室溫下的溫度系數(shù)為+0.085mV/。如果電壓乘以常量K加上電壓VBE，則輸出電壓為： (2.8)式(2.8)對溫度求導，用VBE和Vt的溫度系數(shù)求出理想的不依賴于溫度的K值。/ , /,則K=2.2/0.085=23.5,在理論實現(xiàn)零溫度系數(shù)，此時由于該電壓等于硅的帶隙電壓（外推到絕對溫度），所以這類基準電路也叫“帶隙”基準電路。圖2.8 與補償原理2.2.1與絕對溫度成正比的電壓早在1964年

22、人們就認識到，如果兩個雙極晶體管在不相等的電流密度下工作，那么它們的基極-發(fā)射極電壓的差值就與絕對溫度成正比。 圖2.9 與絕對溫度成正比的電壓的產(chǎn)生如圖2.9所示，如果兩個同樣的晶體管(IS1=IS2)偏置的集電極電流分別為I0和I0，忽略它們的基極電流，則有 因此，的差值與絕對溫度成正比。2.2.2負溫度系數(shù)電壓VBE有公式知 。其中，是硅的帶隙勢壘，,T是絕對溫度，是參考溫度，單位為K，是與溫度不相關的常數(shù)，是發(fā)射極面積，是基區(qū)寬度，是基區(qū)摻雜濃度，是基區(qū)少數(shù)載流子平均遷移率，4-m，是溫度指數(shù)。當T=時，其中是硅在溫度時的帶隙勢壘。為了簡化分析，假設不隨溫度變化，且，將的表達式代入式就

23、可以得到： 等式兩邊對溫度求導： (2.9) (2.10)可見，的溫度系數(shù)本身與溫度有關，如果正溫度系數(shù)的量表現(xiàn)出一個固定的溫度系數(shù)，那么在恒定電壓基準的產(chǎn)生電路中就會產(chǎn)生誤差。因此，只有在一階近似的情況下，基準的溫度系數(shù)才可以認為是很小的。2.3 帶隙基準源的幾種結構1)widlar帶隙基準源第一個帶隙基準源由Robert widlar 于1971年提出，其結構如圖2.10所示：由圖2.10可列方程如下： (2.11)假設，則由式(2.11)可化簡為 (2.12) 輸出基準電壓的表達式如下： (2.13)這就是Widlar帶隙基準電壓的表達式。式中第一項具有負的溫度系數(shù)，第二項具有正的溫度系

24、數(shù)，合理地設置R1，R2，R3，IS1和IS2的值，就可使正、負溫度系數(shù)相互抵消，從而實現(xiàn)零溫度漂移。這種結構的缺點是電源電壓比較高，而且難以保證電流比不隨溫度變化4。圖2.10經(jīng)典Widlar帶隙基準源2）Brokaw帶隙基準源電路結構如圖2.11所示，該電路結構的負反饋環(huán)使用了運放以減小兩個支路電流比值的溫漂4。圖2.11中,和的發(fā)射極面積之比為N，輸出電壓可表示為： (2.14)假定集電極電阻和完全相同，由于運算放大器輸入端“虛短”，和的集電極電流就相等。電阻R2上的壓降等于和的發(fā)射極電壓差，因此輸出電壓又可以表示為： (2.15)從式(2.15)可以看出，通過選擇合適的N值及和的比值，

25、也可實現(xiàn)正負溫度系數(shù)相互抵消。與Widlar帶隙基準源的表達式（2.13）相比，在對數(shù)項中的比不存在，需要調(diào)整的參量變少，同時與電源電壓無關，所以基準源的精度就提高了。Brokaw電路結構的缺點是電源抑制比不高且功耗較大。圖2.11 Brokaw帶隙基準源3)使用橫向BJT的CMOS帶隙基準源如圖2.12所示 (2.16)由于電流鏡的鏡象而使，則有 (2.17)此電路結構的缺點是VREF受電源電壓的影響比較大。圖2.12使用橫向BJT的CMOS帶隙基準源從以上的討論中，我們能看出是帶隙基準源一個很重要的參數(shù)，它的溫度特性在帶隙基準源中扮演著很重要的角色，因此下一節(jié)將要詳細分析的溫度特性和精密補

26、償?shù)姆椒?。2.4 VBE的溫度特性以NPN雙極型器件為例，其基-射結電壓可以表示為: (2.18)式中，K是波爾茲曼常數(shù)，q是電子電荷，為集電極電流，為飽和電流，它同器件的結構有關，可表示為6: (2.19)式中A為基一射結面積，為硅的本征載流子濃度，為基區(qū)中電子擴散常數(shù)的平均有效值，為單位面積基區(qū)總摻雜濃度。利用Einstein關系式及和與溫度的關系，即: (2.20) (2.21)式中為基區(qū)中平均電子遷移率，C, D, n是與溫度無關的常量，Vg0為外推到絕對溫度零度時硅的能隙電壓，則IS可表示為: (2.22) 式中B是與溫度無關的量。將VBE對T取導數(shù)，由于IC很可能是溫度的函數(shù)，為

27、了簡化分析，暫時假設IC保持不變，則: (2.23)上式給出了VBE的溫度系數(shù)，從式中可以看出，它與VBE本身的大小以及溫度都有關系。如果再考慮的溫度變化，VBE溫度系數(shù)的表達式將更為復雜，所以考慮通過別的方法來研究VBE的確切表達式。為了精確分析VBE，必須找出以前使用的VBE表達式中不精確的原因，加以改進。首先，的表示式不精確，它的精確表達式應該: (2.24)式中為在溫度T時硅的能隙電壓，E是與溫度無關的量。圖2.13 帶隙電壓隨絕對溫度的變化及其一階近似如圖2.13示，在常溫下，可以把簡化為隨溫度變化的線性函數(shù)，這是因為在這個工作范圍內(nèi)比較符合的實際變化曲線，所以: (2.25)式中，

28、將上式代入的精確表達式中，則 (2.26)與常用表達式比較可知，常數(shù), 就是。但是，,并不是唯一的，它會隨著變化，而且在低溫下隨溫度變化的非線性越來越嚴重，這時用線性函數(shù)描述它已經(jīng)很不精確。同時注意到，也會隨著變化，只是在常溫下變化很小，才將其近似認為是一個常數(shù)，但在低溫下變化很大，就不能作為常數(shù)了。這些就是由于的不精確而導致不精確的原因。圖2.14 VBE絕對溫度的變化將式(2.19)至(2.26)代入(2.18)式，得到VBE的精確表達式 (2.27)圖2.14表示了VBE隨絕對溫度的變化。2.5 帶隙基準源的曲率校正方法帶隙基準源輸出電壓的校正，一般是通過一個矯正電壓消除或減少VBE溫度

29、系數(shù)的影響來實現(xiàn)的，即: （2.28）矯正的方法包括線性補償和高階補償，線性補償可以滿足一般精度要求，高階補償主要用于高精度的要求7。2.5.1線性補償如果是關于溫度的線性函數(shù)，能夠抵消的線性項，就是線性補償，即 (2.29)則 (2.30)2.5.2高階補償線性補償后，基準源輸出電壓中的高階項始終存在，仍然影響輸出電壓的精度。如果能夠?qū)⑵渲械母唠A項消除，則基準源輸出電壓的溫度穩(wěn)定性進一步提高。目前，人們已經(jīng)提出了很多行之有效的非線性的補償方法，下面介紹常見的幾種8。非線性曲率補償主要有VBE環(huán)路曲率補償，非線性曲率補償，利用不同材料電阻的相異溫度特性進行曲率校正。1) 環(huán)路曲率補償?shù)幕鶞孰妷?/p>

30、源如圖2.15所示, (2.31)其中，分別是和的集電極電流，是定義的電阻，則： (2.32)此電路結構缺點是過于復雜，且CMOS標準工藝無法制作出高性能的NPN晶體管。圖2.15 VBE環(huán)路曲率補償?shù)碾娐穲D2)非線性曲率補償基準電壓源如圖2.16所示，圖2.16 非線性曲率補償?shù)幕鶞孰妷涸?(2.33) 其中A和B是常數(shù)。與溫度無關，可表示為也可以表示為，則 (2.34)本基準電路的缺點是電源電壓不能太低，而且在CMOS標準工藝中制造的PNP管的的值很難控制。3)利用不同材料電阻的相異溫度特性進行曲率校正由前面的分析可知道，中的有關溫度的非線性項為，因此可以泰勒展開為如下形式: (2.35)

31、利用兩個溫度系數(shù)相異電阻的比值，可以得到與T有關的高階項，這樣就可以用來消除中的高階項，達到曲率補償?shù)哪康摹ｋ娐芬妶D2.17所示圖2.17利用不同材料電阻的溫度系數(shù)進行曲率校正的帶隙基準電壓源圖2.17中，、和由P型注入電阻制成其具有正溫度系數(shù)；由高阻多晶硅制成，其具有負溫度系數(shù)。顯然，可以得到: (2.36)式(2.36)中，由于與由同一材料制成，具有相同的溫度系數(shù)，因此其比值與溫度無關;與采用了不同的材料，因此其比值會隨著溫度的變化而變化。由于，在0-100范圍內(nèi)，可以認為，因此可將其比值泰勒展開為下式: (2.37)將式(2.37)帶入式(2.36)，可得 (2.38)式(2.38)中，

32、是P注入電阻的溫度系數(shù)，為正值； 是多晶硅高阻的溫度系數(shù)，為負值。由式(2.38)可知調(diào)整以及 就可做到完全消去一次項和二次項，但不能保證更高階項的完全消除。當然，雖然不能完全消去各高階項，但是由于不同材料電阻的正負溫度特性，也能夠大大削弱這些項所引起的誤差。顯然，不同材料電阻的溫度系數(shù)正負差異越大，那么曲率補償?shù)男Ч驮胶?。本章小結本章介紹了直接采用電阻和管分壓的基準電壓源，有源器件與電阻組成的基準電壓源，在分析與絕對溫度正比的電壓和負溫度系數(shù)電壓之后，介紹了帶隙基準電壓源的各種結構，其中Widlar帶隙基源適用于雙極型工藝或P阱CMOS工藝，Brokaw帶隙基準源電源抑制比比較高，功耗較大

33、，使用橫向BJT的CMOS帶隙基準源受電源電壓的影響比較大；線性補償型帶隙基準電壓源用于對精度要求不是很高的電路中，非線性曲率補償型帶隙基準源適用在要求高精度的電路中，環(huán)路曲率補償?shù)幕鶞孰妷涸吹碾娐方Y構比較復雜，非線性曲率補償基準電壓源對工藝要求非?？量?，利用不同材料電阻的相異溫度特性進行曲率校正的電壓源結構簡單，功耗小，性能良好等優(yōu)點。 3. 高精度CMOS帶隙基準源的電路設計與仿真隨著電子技術的發(fā)展，各種可移動設備趨于小型化，對其供電系統(tǒng)要求越來越高，如筆記本電腦，手提醫(yī)用設備，掌上電腦等。這些產(chǎn)品不僅要求電源本身穩(wěn)定，而且還要求有電壓檢測、電源管理功能，更重要的是要求減小電池尺寸和延長電

34、池壽命。這就要求帶隙基準電壓源不僅要求精度高，而且要求功耗小，本文針對這一問題對一種高精度的CMOS帶隙基準電壓源進行了詳細的分析和設計3.1 高精度CMOS帶隙基準電壓源設計思路電源抑制和溫度獨立性是帶隙基準源的重要性能指標，高精度的帶隙基準源必須要在這兩個方面表現(xiàn)出很好的性能。目前，實現(xiàn)高精度的帶隙基準源主要會遇到兩個難點：1）現(xiàn)有的技術只能提高帶隙基準源在低頻時的電源抑制比，基準源在高頻時的電源抑制比比較差；2）由第二章的內(nèi)容可知，對進行高階補償可實現(xiàn)良好的溫度特性，但這卻以增加電路復雜性和提高成本為代價，性能與成本之間的矛盾很難解決9。圖3.2時針對以上兩個難點提出的一種高精度CMOS

35、帶隙基準源。為了提高高頻時基準源的抑制比，該電路在基準源輸出端增加RC濾波器，考慮到電容會延長電路的啟動時間，電路中還加入了給電容充放電的快速啟動電路和快速啟動電路控制電路，一旦啟動完成，快速啟動電路控制電路關斷快速啟動電路。在該電路中，快速啟動電路的控制電路是一個檢測基準源輸出端電壓是否達到穩(wěn)定值的判斷電路，同時還起到溫度補償?shù)淖饔?，在沒有增加電路復雜的情況下使基準源的輸出具有很好的溫度特性。圖3.1電路的等效結構圖圖3.2 帶隙基準源的實際電路圖3.2 核心電路本電路的核心電路使用兩管式的帶隙基準電壓源，如圖3.3所示。圖3.3核心電路在圖3.3中，QN6、QN7 兩管的發(fā)射極面積不等，Q

36、N7比QN6的大，其比值為8：1，它們的基極連在一起。QN6、QN7分別有QP7、QP6組成的鏡像電流源作集電極有源負載，兩管集電極電流相等。但因QN6、QN7的發(fā)射極面積不同所以兩管的實際電流密度JN6和JN7也就不相等10。它們的VBE電壓之差加在電阻，由下式求出： (3.1)電阻R1中流過的電流是QN6和QN7的電流之和，兩管電流相等，所以流過R1的電流是R2的兩倍，流過R2的電流IN7為： (3.2) (3.3) (3.4)基準電壓值的輸出值呈現(xiàn)QN6和QN7的基極上，它等于QN6的VBE與VR1之和。 (3.5)顯然式(3.5)第一項具有負溫漂，第二項具有正溫漂，它們之和存在著零溫漂

37、的條件。3.3 提高電源抑制比電路傳統(tǒng)的帶隙基準電壓源采用運算放大器來穩(wěn)定電路，提高電源抑制比，但運算放大器高失調(diào)的缺陷限制了電源抑制比的進一步提高。并且當電源電壓有頻率較高的交流信號干擾時，放大器的輸出會與電源電壓有很明顯的相位差，導致VREF高頻時電源抑制比很低。如圖3.4所示，為了避免放大器的缺陷，本文采用內(nèi)部負反饋電路來提高VREF在低頻時的電源抑制比。另外在電路輸出端增加了一個RC濾波器，用來提高VREF在高頻時的電源抑制比11。圖3.4核心電路和提高電源抑制比電路3.3.1負反饋回路P8、R20、R9、R15、QN2、QN1、N15、QP5共同構成核心電路的反饋回路，用于提高基準源

38、低頻時的電源抑制比。具體的工作原理是這樣的：當兩管式的帶隙基準電壓源輸出電壓偏離平衡值VREF時，和兩條支路產(chǎn)生差分電流。例如VREF升高，IEQN7>IEQN6，導致IBQP5升高，ICQP5也隨之升高，迫使N15的漏極電壓增高，即P8的柵極電壓增高，從而使IP8減小，流過R9、R15的電流減小，VREF也隨之減小。產(chǎn)生差分電流的工作原理如下12:對B點運用KCL， (3.6)對于正偏置的三極管： (3.7)QN7的發(fā)射極面積是QN6的N倍： (3.8)假定：，VREF是平衡電壓，是VP和平衡電壓之間的差。由(3.6)(3.7)(3.8)三式得： (3.9) (3.10)當在1的附近時

39、，和可近似為零： (3.11)對的取值分三種情況進行討論：1)當時，即2)當時，即3)當時，即由于，組成電流鏡且， (3.12)如果，將(3.6)式帶入(3.12)式得差動電流， (3.13)由式(3.13)知，當時，隨著的增加，增大，也增大。如前面所提的， VREF升高，。3.3.2 RC濾波器如圖3.5所示，為了改善輸出基準電壓在高頻段抑制電源紋波和減少輸出噪聲，可以在基準電壓輸出加RC濾波器。 圖3.5 基準電壓輸出端加RC濾波器由和引入一個在頻率處的繼電。它等效為在該頻率下的一個零點（或最大PSSR），因為PSSR是電源變量和基準電壓的比值，所以在整個工作帶寬內(nèi)，通過增加RC濾波器PS

40、SR顯著增加，尤其是高頻區(qū)域。對應于零點的頻率表示為： (3.14)是帶隙基準的輸出阻抗。除了改善PSRR，RC濾波器也可以減少噪聲。當工作在高頻時，基準電壓的噪聲主要是溫度噪聲，因為引入了一個在處的極點，頻率等于或大于的噪聲會被有效的濾去。在電路3.4中，和構成了RC濾波器。3.4 快速啟動電路及快速啟動電路的控制電路由于帶隙基準電壓源從三極管的基極輸出基準電壓，引入RC濾波器后，基極輸出電流很小，導致電容C的充電時間很長，電路的開啟時間增加，結果，達到它的穩(wěn)定值（1.25V）需要更多的時間。為了避免開啟延時，需要設計一個快速啟動電路給電容提供大電流充電，另外還需要增加一個控制電路，當電路輸

41、出達到預定值時，控制電路關斷快速啟動電路，切斷充電電流，減小電路功耗。電路中，、構成啟動電路，、構成了快速啟動電路的控制電路13。3.4.1快速啟動電路的控制電路快速啟動電路的控制電路實際上是一個用來檢測電路是否正常工作的比較器。如果電路處于不正常工作狀態(tài)，即電容上的電壓沒有達到預定值1.25V時，快速啟動電路的控制電路就會輸出低電平，開啟快速啟動電路給充電，一旦電路正常工作之后，控制電路就會關斷部分快速啟動電路。在具體電路中需要給快速啟動電路的控制電路提供精度較高而且略低于基準電壓的門限。如果采用一般的比較器來充當比較電路，這種電路的門限電壓將隨電源電壓、溫度等因素有很大的變化，而且在基準未

42、建立起來時，電路中找不到用來充當門限的基準電壓，從而使快速啟動電路出現(xiàn)不穩(wěn)定的工作狀態(tài)。因此本電路中采用的是一款不需要門限電壓且具有檢測功能的比較器，另外采用該電路還可以對基準源實現(xiàn)溫度補償，可謂時一舉多用。具體電路如圖3.6所示圖3.6 快速啟動電路的控制電路、組成電流鏡，、 、和組成了比較器的核心電路，即兩管式的帶隙基準源電路，是與電源無關的偏置電流。節(jié)點REF處的平衡電壓為： (3.15)如前面所描述的差分電流產(chǎn)生原理，當偏離平衡值，、兩條支路產(chǎn)生差分電流，是和平衡電壓之差，1）當時，2）當時，3）當時，當時，隨著的增加，增大，也增大，由于提供的偏置電流不變，隨著的增大，將驅(qū)動的漏極增大

43、，達到反相器的門限電壓，輸出為低電平從而關斷啟動電路。同理，當時，反相器輸出高電平 ，開啟電路給電容充電。考慮到比較器存在延時和充電電流過大，有可能存在過充的現(xiàn)象，所以門限電壓為略低于基準電壓。3.4.2快速啟動電路快速啟動電路如圖3.7所示，當控制電路檢測到基準源的輸出未達到預定值時，輸出為高電平，柵電壓為高電平，導通，導致柵電壓降低，導通，開始對電容充電；當快速啟動電路的控制電路檢測到電容上的壓降達到預定值時，輸出為低電平，從而關斷快速啟動電路，切斷充電電流。圖3.7 快速啟動電路3.5 CMOS帶隙基準電壓源的溫度補償原理由于快速啟動電路的控制電路對基準源的輸出具有溫度補償作用，本電路在

44、沒有任何電路的情況下實現(xiàn)很好的溫度特性，其工作原理如圖3.8所示，圖3.8 曲率補償原理電阻網(wǎng)絡中A，B兩點電壓分別是和，與分別是兩個溫度特性曲線不一樣的帶隙基準源輸出，其溫度特性曲線如圖3.9中和所示。和都只是經(jīng)過一階補償所得的結果，曲率較陡。通過適當?shù)恼{(diào)節(jié)和（一般選取=），使電阻網(wǎng)絡中的C點處的電壓為14： (3.16)由式(3.16)知，與相互補償，可見的溫度特性曲線在大溫度范圍內(nèi)保持平滑。圖3.9 不同的溫度特性曲線相互補償原理圖在具體電路中實現(xiàn)如下：是由、所構成的Bandgap1的輸出，是由、所構成的Bandgap2的輸出。 (3.17) (3.18)其中電阻比值并不相等，。這樣設計

45、的目的是要得到兩個溫度特性不一樣的帶隙基準電壓源，利用它們相互補償，因為電阻比值的大小直接影響到基準電壓源的零溫度系數(shù)和曲率。由前面的分析可知如表達式如下： 式所示對溫度求導： (3.19)從式(3.19)可知，是隨偏置電流的變化而變化的。當偏置電流變小，變大，反之，變大，變小。由于，REF1中的電流小于REF2中的電流，因此。將(3.17)和(3.18)式對溫度求導，得 (3.20) (3.21)由于，因此,即REF2的零溫度系數(shù)會比REF1的零溫度系數(shù)點低，正如圖3.9所示。現(xiàn)在來估算的零點溫度系數(shù)。假設不隨溫度變化，并且只利用與（2.29）式中的溫度一階項估算的零溫度系數(shù)時的溫度，那么（

46、3.20）式可以寫成： (3.22) ，/同理可以求出由此可知，快速啟動電路的控制電路在低溫時會有比較好的的溫度特性，它能對帶隙基準源核心電路的溫度特性在低溫時有很好的補償，經(jīng)過補償后，至少在394溫度范圍內(nèi)，帶隙基準源的溫度特性曲線會保持平滑。3.6 高精度CMOS帶隙基準電壓源的電路仿真3.6.1仿真工具的介紹模擬電路由于其在性能上的復雜性和電路結構上的多樣性，對仿真工具的精度、可靠性、收斂性以及速度等都有相當高的要求。國際上公認的模擬電路通用仿真工具是美國加利福尼亞大學伯克利(Berkeley)分校開發(fā)的通用電路模擬程序SPICE( Simulation Program with Int

47、egrated Circuit Emphasis)，目前享有盛譽的EDA公司的模擬電路仿真工具，都是以SPICE為基礎實現(xiàn)的。其中以美國原 Meta Software公司的HSPICE和Micro Sim公司的PSPICE最為流行。HSPICE是Meta軟件公司推出的工業(yè)級電路分析產(chǎn)品，它能提供電路在穩(wěn)態(tài)、瞬態(tài)及頻域狀態(tài)下所進行的模擬仿真，包括直流工作點和直流傳輸特性分析、交流小信號分析、噪聲分析、瞬態(tài)分析、傅立葉分析、靈敏度分析、溫度分析、最壞情況分析以及蒙特卡羅分析等等。采用HSPICE可從直流到大于100GHZ的微波范圍內(nèi)對電路作精確的模擬、分析15。3.6.2 核心電路的仿真結果圖3.

48、10是在溫度為25，電源電壓為5V時，核心電路的輸出基準電壓隨電源電壓的變化曲線。由圖3.10可以看出：常溫下，核心電路的仿真曲線在3V以后變得平緩，輸出電壓在1.2V1.3V,但是這個精確度還遠遠不能滿足我們的設計要求，所以還需要對電路作更進一步的完善。圖3.10 核心電路的基準電壓隨輸入電壓的變化3.6.3 電源抑制比電路的仿真結果圖3.11是在溫度為25，電源電壓為5V時，帶隙基準電壓源的電源抑制比特性，掃描范圍是1Hz到10MHz。由圖3.11可以看出：常溫下，帶隙基準電壓在整個工作帶寬內(nèi)都具有很高的電源抑制比，尤其是高頻區(qū)域有了很明顯的提高。在1MHZ時，基準電壓的電源抑制比都在-8

49、0dB以下。圖3.11 基準源的電源抑制比曲線3.6.4 快速啟動電路的仿真結果圖3.12是帶有快速啟動電路的啟動時間特性曲線，其工作條件是電源電壓為5V，溫度為25。由圖3.12可以看出：由于采用了快速啟動電路，啟動時間大約為700；如果不采用快速啟動電路，如圖3.13所示，在同樣的工作條件下，啟動時間將會延長到20ms?？梢姡尤雴与娐泛?，帶隙基準源能夠快速、平穩(wěn)的啟動，完全符合設計要求。圖3.12 帶有快速啟動電路的啟動時間曲線圖 3.13沒有快速啟動電路的啟動時間曲線3.6.5整體電路的仿真結果1）電源電壓穩(wěn)定性圖3.14是在溫度25時，帶隙基準電壓源的輸出電壓Vref隨電源電壓變化的曲線。由圖3.14可以看出，電源電壓在2.7V5.5V范圍內(nèi)變化時，基準源輸出電壓小于0.12mV，幾乎保持不變，因此基準源具有良好的穩(wěn)定性。圖3.14基準電壓隨輸入電壓的變化2)溫度特性圖3.15是在電源電壓為5V時，帶隙基準電壓源的輸出電壓Vref隨溫度變化的曲線。由圖3.15可以看出在0100的范圍內(nèi),基準電壓的輸出變化小于1.4mV，由公式（ppm/）得到其相對溫度系數(shù)為11.2ppm/，具有良好的溫度特性。圖3.15基準